一种多模式可重构的超宽带集成收发机以及发射机的两种创新架构

本发明提出一种基于子模块一体化集成技术来实现时差测距、频差测距、相差测距以及无线通信的多模式可重构超宽带集成收发机，并且提出了两种可实现的创新型发射机架构，且都具有低成本、低功耗的优点，属于无线通信技术以及雷达测距技术领域。

近年来，超宽带调频技术在国内外医疗领域应用广泛，医疗和通信的结合越发紧密，人们开始把目光转移到无线体域网和无线个人网。无线体域网和无线个人网等系统均需要无线通信收发机，且要求他们具备低功耗、短距离、低成本特性，而对数据率不做要求。而非接触式心率/呼吸测量等电子系统需要高分辨率、穿透性好、低辐射的雷达测距收发机。相比于常用的蓝牙等窄带技术，应用超宽带技术可以用更简单的收发机架构来实现更低的功耗并且取得更高的测距分辨率。

在测距分辨率上，窄带技术远不如超宽带；从收发机架构、功耗及成本比较来看，超宽带又优于窄带；从系统集成方面，只有超宽带技术才能同时实现雷达测距和无线通信。因此，研制集成收发机芯片只能采用超宽带技术。而在现有的超宽带的众多实现方案中，超宽带调频方案具有的诸多优势(无需射频同步、简易收发架构、收发机架构复杂度大幅降低、宽松的相位噪声及天线需求等)，使其成为备受青睐的短距离、低功耗、低成本技术。考虑到人体特殊环境所需要的低功耗、低成本、低辐射特性，首选超宽带调频技术构建通信及雷达集成收发机，这正是本发明的技术背景，人体环境尤为青睐超宽带调频无线通信及调频连续波雷达测距集成收发机。

超宽带调频无线通信收发机及调频连续波雷达收发机二者均基于射频调频技术得到超宽带信号。先讨论超宽带调频无线通信收发机。其发射机采用双频率调制技术：模拟2-频移键控调制和射频调频；基带数据0和1经过模拟2-频移键控调制转换成频率分别为f1和f2的模拟三角波序列，这一过程称为2-频移键控三角波(子载波)生成；随后模拟三角波送到射频压控振荡器的电压控制端，在压控振荡器的幅度-频率转换增益的控制下，进行射频频率调制得到超宽带信号，这一过程叫做射频调频；为了校正压控振荡器的中心频率，引入中心频率校正电路。接收机使用双频率解调技术：宽带射频调频解调和频移键控解调；超宽带信号经过宽带射频鉴频器(斜率鉴频或相位鉴频)恢复模拟频移键控三角波信息，此时解调出的模拟信号频率f1代表基带数据0，而f2代表基带数据1，该过程称为宽带调频解调，它无需射频载波，更无需载波同步；后续的频移键控解调器从恢复的模拟中频频移键控三角波中重建数字基带0和1数据。

再讨论调频连续波雷达收发机。其发射机采用超宽带射频调频技术：在压控振荡器的幅度-频率转换增益的控制下，或者通过控制小数分频型锁相环的小数分频比，得到瞬时频率随固定频率三角波幅度线性变化的超宽带信号。调频连续波接收机测距原理基于射频频差技术：下混频器将本振(发射端)调频连续波信号的瞬时频率与接收端超宽带信号(即经过空间传输延时后的发射端超宽带信号)做差频，该差频频率正好与空间传输时间(测距距离)成正比；后续的模拟滤波器、模数转换器、傅里叶变换等处理，就是为了取出该差频频率并转换成距离数据。

现有的超宽带调频无线通信和调频连续波雷达测距集成收发机结构如图1所示。它的无线通信部分基于相位鉴频(延时相乘结构)，导致接收机实现复杂，功耗大；它的雷达部分基于射频频差测距模式，测距分辨率受制于射频带宽，满足公式c/2BW,这里c是光速，BW是射频带宽；也就是说，想得到厘米级的测距分辨率，射频带宽至少5GHz，这无疑给雷达收发机的低功耗、低成本实现带来了巨大挑战。

本发明的目的在于对结合超宽带调频收发机与调频连续波雷达实现共架构一体化设计，使收发机系统兼具时差测距、频差测距、相差测距以及无线通信的功能，并打破了传统结构收发机测距分辨率受制于射频带宽的僵局。同样的500MHz带宽下，传统型收发机达到分米级分辨率，而本发明所设计的集成收发机实现了毫米级分辨率，并且在达到高分辨率的同时，还采用了多模块一体化实现的方法，大大降低了功耗以及成本，达到了90％以上的复用程度，可以实现时差测距、频差测距、相差测距以及无线通信的功能。

本发明所设计的集成收发机的架构如图2所示。本发明所提出的超宽带调频收发机包括发射机和接收机两部分。发射机包括弛豫振荡器、三级环形压控振荡器、单级推挽型功率放大器、逐次逼近型频率自动校正等模块；接收机包括低噪声放大器、带通滤波器、包络检波器等模块。接收机中低噪声放大器和带通滤波器基于射频电流复用的方法实现共架构设计，大大降低了电路功耗与设计成本。

发射机采用射频压控振荡器调频和超宽带频带中心频率校正的方法；接收机引入差分型斜率鉴频，并基于中频时差测距机理；如此不仅有利于通信与雷达的高度兼容，大大降低了设计复杂度与系统功耗，而且提高了测距分辨率。首先，中频时差测距机理将收发射频超宽带信号间的时延转换成收发中频子载波信号间的时延，如图3所示，测距分辨率不再受制于射频带宽，而只受制于时间数字转换器自身的处理精度，因而可实现毫米级的分辨率。其次，射频鉴频器从延时相乘或可再生结构转化成差分型斜率鉴频结构，降低了接收机功耗与成本，提高了鉴频线性度。

摆率受控型弛豫振荡器生成了2-频移键控频率或固定频率的模拟三角波信号及接收机本振中频信号；低成本、低功耗的双通路环形压控振荡器实现了射频调频；间歇式工作的逐次逼近型自动频率校正环路单刀多掷式同时校正三角波发生器及环形压控振荡器的中心振荡频率。基于差分带通滤波器和包络检波的斜率鉴频器实现了对超宽带信号的解调并恢复中频三角波信息；随后的基于能量检测的数字型频移键控解调器恢复了传输的基带数据，或者随后的基于中频时延抽样判决的时间数字转换器产生了多比特距离数据。为了兼容时差、频差、相差三种测距模式，额外添加了混频器，配合片外傅里叶变换处理模块，构建了频差测距模式；继而可由两通道频差测距，借助时间数字转换器型鉴相器构成相差测距模式。

通过对比本发明所提出的超宽带调频无线通信收发机、中频时差调频连续波雷达收发机、射频频差调频连续波雷达收发机结构，不难发现：三者的射频大电流模块(包括功放、低噪声放大器、射频鉴频器、环形压控振荡器)，频率校正环路，及中低频模块(包括中频放大器、减法器、带隙基准源、晶体振荡器、串行外设接口控制器等)，完全可以复用；甚至中频模拟三角波发生器也可以复用(2-频移键控频率调制与固定频率的区别)；除了低功耗低成本的无源混频器外，只有数字化的频移键控解调器、时间数字转换器及傅里叶变换需要并联切换，或者说无法复用。因此，提议的超宽带调频无线通信收发机与多模式调频连续波雷达收发机，在结构及电路实现上，复用程度达到了90％以上；可进行共架构一体化设计，用一款芯片的面积与功耗实现通信与雷达两款芯片的功能。

基于中频时差的测距机理，既摆脱了脉冲无线电超宽带和传统型调频连续波收发机受限于射频带宽的窘境，也摆脱了已有的高精度(或相差型)调频连续波雷达无法实现较宽范围线性相位跟踪与低功耗性能的不足，只受制于时间数字转换器自身的精度，而单独的中频数字型时间数字转换器的优化设计可比几个射频大电流模块的带宽拓展与功耗优化设计简单太多；同样的500MHz带宽下，传统或已有型达到分米级分辨率和10mW功耗，而提议型可实现毫米级分辨率和2mW功耗，分辨率提高两个数量级且功耗和成本降低5倍。

在本发明所设计的集成收发机能够实现时差测距和频差测距的同时，通过使用两组或多组集成收发机结构也能够实现相差测距的功能，可由两通道频差测距，借助时间数字转换器型鉴相器构成相差测距模式。所以说本发明所设计的集成收发机实现了毫米级分辨率，并且在达到高分辨率的同时，还采用了多模块一体化实现的方法，大大降低了功耗以及成本，达到了90％以上的复用程度。图4是本发明所述的一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机工作在无线通信模式的时序图，其中发射数据在0和1之间变化，弛豫振荡器输出信号的频率也随之变化，经过接收机解调后的恢复的数据虽经过了一段延时但仍和发射数据相同。图5是本发明所述的一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机工作在测距模式的时序图。发射出去的信后和接收到的信号之间存在一段延时，这个延时就是信号在空间中从发射到接收传播的时间Δt，通过时间数字转换器可以将这个时间信息转换为距离信息，由此可实现时差测距功能。将发射机发射的超宽带信号和接收机接收的超宽带信号送入混频器可以得到频差大小，再通过片外傅里叶变换实现频差测距功能。通过使用两组或多组集成收发机结构，由两通道频差测距，借助时间数字转换器型鉴相器也可构成相差测距模式。

本发明还提出的一种创新型发射机架构，如图6所示。发射机包括两个模式，分别是：模式“1”校正和模式“2”工作。在校正模式下，将25(6b’011001)输入到数字控制型振荡器中，控制数字控制型振荡器输出频率FVCO为4GHz左右的正弦波信号(输出信号会波动在4GHz左右，为了将其稳定为4GHz才需要后续的校正模块)，此时N1/N2分频器(N1为36；N2为40)工作在40分频模式，4GHz左右的正弦波信号通过40分频器分频为100MHz左右的方波信号，将100MHz左右的方波信号输入到基于数字计数器的鉴频器中作为鉴频器的高频输入时钟，FREF(1MHz)作为鉴频器的低频输入时钟，在一个低频时钟内对高频时钟进行计数，若数字控制型振荡器输出频率为小于4GHz的正弦波信号，那么FREF(1MHz)对频率小于100MHz的方波进行计数结果小于100(FVCO/FREF＝100)，若数字控制型振荡器输出频率为大于4GHz的正弦波信号，那么FREF(1MHz)对频率大于100MHz的方波进行计数结果大于100(FVCO/FREF＝100)。由于计数器要输出等效为100左右的结果，并且由于温度、工艺、电源电压的影响，振荡器的频率会产生20％-30％的波动，FVCO/FREF的结果就会在100的基础上产生20％-30％的波动，计数器需要留出一定的余量从而在波动的情况上也能够达到鉴频效果，因此需要8比特的计数器。通过将8比特计数器的输出结果与鉴频器内置100进行比较的鉴频器来控制UP/DN信号，进一步控制数字逐次逼近寄存器的6比特输出，从而达到校正数字控制性振荡器频率稳定在4GHz的目的。集成收发机的工作模式又根据其想要实现的具体功能分为雷达工作模式和通信工作模式。在雷达工作模式下，6比特的数字双向计数器从0自增到50又从50自减到0，梯形波发生器产生一个6比特输出，等效为一个频率1MHz的梯形波形态(100MHz/1MHz＝100，100/2＝50，所以为了产生一个频率为1MHz的梯形波，需要使用6比特的计数器)，此时N1/N2分频器(N1为36；N2为40)工作在40分频模式，将中心频率为4GHz的振荡器输出信号分频为频率在100MHz左右抖动的时钟信号，来控制基于数字双向计数器的梯形波发生器。梯形波发生器的6比特输出控制振荡器产生中心频率为4GHz的频率在3.75GHz和4.25GHz之间变化的正弦波(正弦波信号频率的频率受梯形波发生器固定频率的影响而保持不变)。数字控制型振荡器的输出信号通过推挽型功放再通过天线发射出去，经过后续一系列处理最终实现测距功能，并且可以实现时差测距、频差测距、相差测距的多模式功能。在通信工作模式下，当发射数据为0时，N1/N2分频器(N1为36；N2为40)工作在40分频模式，将中心频率为4GHz的振荡器输出信号分频为频率在100MHz左右抖动的时钟信号，来控制基于数字双向计数器的梯形波发生器。6比特的数字双向计数器从0自增到50又从50自减到0，梯形波发生器产生一个6比特输出，等效为一个频率1MHz的梯形波形态；当发射数据为1时，N1/N2分频器(N1为36；N2为40)工作在36分频模式，将中心频率为4GHz的振荡器输出信号分频为频率在110MHz左右抖动的时钟信号，来控制基于数字双向计数器的梯形波发生器。6比特的数字双向计数器从0自增到50又从50自减到0，梯形波发生器产生一个6比特输出，等效为一个频率1.1MHz的梯形波形态。综上所述，在通信工作模式下，基于数字双向计数器的梯形波发生器产生一个6比特输出，等效为一个频率在1MHz和1.1MHz之间来回切换的梯形波形态，梯形波发生器的6比特输出控制振荡器产生中心频率为4GHz的频率在3.75GHz和4.25GHz之间变化的正弦波(正弦波信号频率的频率受梯形波发生器变化频率的影响而变化)。最终数字控制型振荡器的输出信号通过推挽型功放再通过天线发射出去，后接接收机来接收信号最终实现通信功能。

本发明所述的一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机不仅提出了一种创新型发射机架构，还在此基础上提出了高度复用型的创新型发射机架构。图7是本发明所提出的一种高度复用型的新型发射机架构。图6中可以明显看到有两个数字计数器，我们可以将其进行复用成为图7所示的结构。在此设计了一个8比特的单双向可选择的数字计数器，在模式“1”时选择8比特单向计数构成鉴频器；在模式“2”时选择6比特双向计数构成梯形波发生器。这样在节省一个弛豫振荡器的同时又将计数器进行复用，更加进一步得简化了系统架构，降低了电路功耗以及设计成本。

本发明所述的两种创新型发射机所使用的数字模块都是很简单的数字模块，大大降低了设计成本、电路功耗和架构复杂度，在此不多赘述。对其中射频模块(数字控制型振荡器和单级推挽型功放)进行详细的电路说明。

图8是本发明所提出的创新型发射机架构中数字控制型振荡器的电路图。如图8所示，晶体管M1-M6形成的三级反相器作为振荡器的核，考虑到超宽带调频系统的低功耗、高射频和低噪声需求特性，三级级联振荡器结构有利于产生更大的振荡频率、更小的功耗和更好的相位噪声。谐振总电流由二进制开关电流阵列提供的离散型可控电流(IM7)和二进制开关电流阵列提供的离散型可控电流(IM10)共同构成。数字控制型振荡器振荡频率同时受到多比特校正数据和多比特调制数据的双重调谐，其中C<5:0>为6比特校正控制字，T<5:0>为6比特调制控制字。综上所述，数字控制型振荡器不仅实现了射频调频，而且通过二进制权值开关电流阵列和逐次逼近型频率自动校准模块实现了中心频率校正。其中逐次逼近型频率自动校准模块通过6比特校正控制字C<5:0>来控制数字控制型振荡器的二进制权值电流阵列输出，反向调节振荡器的输出频率，实现数字控制型振荡器中心频率的校正。环路在校正以及工作的过程中，校正模式“1”和工作模式“2”两种模式循环交替，也就是说数字控制型振荡器先在较短的时间内进行中心频率的校正，而后在较长的时间内进行调制，接着再次进行中心频率的校正，如此不断反复。

当中心频率校正完成后，数字控制型振荡器核的校正电流IM7也就固定了，总的振荡电流只随调制电流IM10变化。匹配的电流镜(M7、M8、M9、M10)设计，以及数字控制型振荡器核对称的充放电能力(合理选择M1、M3、M5与M2、M4、M6的尺寸比值)，确保了数字控制型振荡器的调谐线性度。

数字控制型振荡器的输出一方面送往接收端的混频器作为射频本振，另一方面通过隔离反相器送往单级推挽型功率放大器。图9是本发明所提出的创新型发射机架构中单级推挽型功率放大器的电路图。如图9所示，数字控制型振荡器的输出经过耦合电容C1、C2输入到推挽管M1、M2的栅极，晶体管M1、M2共同构成了推挽放大级功放的推挽管，偏置电压由晶体管M3、M4、M6、M7构成的低压电流镜提供。低压电流镜降低了对外部灌电流的需求，还可以提供更高的偏置电压。功率放大器后接两级匹配网络，第一级寄生电感电容L型匹配网络(L1和C4)和第二级片外可调L型匹配网络(L2和C5)，一起实现了宽带选频放大。其中电感L1是芯片绑定线所带的电感，电容C4是芯片焊盘所带的电容，电感L2、电容C5、电容C3是片外的电感和电容。

本发明所提出的两种创新型发射机架构仅使用了数字控制型振荡器和推挽型功率放大器两个射频模块，其他都是结构非常简单、功耗非常低的数字模块。本发明所提出的创新性发射机架构大大节省了设计成本和电路功耗，降低了架构的复杂度，并且提出将计数器进行复用的架构，大幅提高整体架构的复用度。在后续的优化设计中，还可以考虑运用射频电流复用技术在电源和地之间堆叠数字控制型振荡器和推挽型功率放大器，从而进一步降低功耗。

有益效果

本发明所述的一种多模式可重构的超宽带集成收发机以及发射机的两种创新架构与现有收发机架构、发射机架构相比，具有以下有益效果：

1.本发明所述的一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机可以大大降低功耗。包括低噪声放大器、带通滤波器在内的许多模块都可以通过射频电流复用技术实现共架构设计，达到了超低功耗的设计要求；

2.本发明所述的一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机提出中频时差测距机理，相比已有的射频时差与射频频差模式，测距分辨率提高2个数量级，相比已有的射频相差模式，功耗和成本显著降低；

3.本发明所述的一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机实现功能多，可以实现时差测距、频差测距、相差测距和无线通信的多模式使用，整个系统架构的复用度超过90％；

4.本发明还提出了两种创新型的发射机结构，一种创新型发射机不需要使用弛豫振荡器而使用数字双向计数器替代，大大节省了功耗和设计成本，而且结构非常简单，并且数字双向计数器还可以和逐次逼近型频率自动校准模块里面的数字计数器复用，又提出了一种高度复用型的创新型发射机，进一步节省了功耗和成本，大大提高了系统架构的复用度。该发射机结构集成到收发机中可以具备以上所有优点：实现时差测距、频差测距、相差测距和无线通信的多模式使用、打破传统收发机分辨率低的僵局、具有超低功耗以及超高复用度。

图1是现有的超宽带调频无线通信和调频连续波雷达测距集成收发机架构图；

图2是本发明所述的一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机的架构图；

图3是本发明所述收发机运用中频时差测距机理将收发射频超宽带信号间的时延转换成收发中频子载波信号间的时延，打破现有收发机测距分辨率受制于射频带宽僵局的原理图；

图4本发明所述的一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机工作在无线通信模式的时序图；

图5是本发明所述的一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机工作在测距模式的时序图；

图6是基于一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机的基础上所提出的一种创新型发射机架构；

图7是基于一种多模式高复用度可重构的超宽带集成收发机的基础上所提出的一种高度复用型的新型发射机架构；

图8是本发明所提出的创新型发射机架构中数字控制型振荡器的电路设计图；

图9是本发明所提出的创新型发射机架构中单级推挽型功率放大器的电路设计图。

下面结合架构图、电路图和时序图对本发明所提出的一种多模式可重构的超宽带集成收发机以及发射机的创新架构的各个模块做出详细描述，并对创新型发射机射频前端模块的工作过程做出进一步说明。

本发明所提出的超宽带调频收发机包括发射机和接收机两部分。发射机包括弛豫振荡器、三级环形射频振荡器、单级推挽型功率放大器、逐次逼近型频率自动校正等模块；接收机包括低噪声放大器、带通滤波器、包络检波器等模块。接收机中低噪声放大器和带通滤波器基于射频电流复用的方法实现共架构设计，大大降低了电路功耗与设计成本。发射机采用射频压控振荡器调频和超宽带频带中心频率校正的方法；接收机引入差分型斜率鉴频，并基于中频时差测距机理；如此不仅有利于通信与雷达的高度兼容，大大降低了设计复杂度与系统功耗，而且提高了测距分辨率。首先，中频时差测距机理将收发射频超宽带信号间的时延转换成收发中频子载波信号间的时延，测距分辨率不再受制于射频带宽，而只受制于时间数字转换器自身的处理精度，因而可实现毫米级的分辨率。其次，射频鉴频器从延时相乘或可再生结构转化成差分型斜率鉴频结构，降低了接收机功耗与成本，提高了鉴频线性度。

本发明还提出的一种创新型发射机架构，采用数字计数器代替弛豫振荡器，大大降低了功耗。并且集成到收发机架构中可以实现时差测距、频差测距、相差测距和无线通信的多模式功能。还在此基础上提出了高度复用型的创新型发射机架构。设计了一个8比特的单双向可选择的数字计数器，在模式“1”时选择8比特单向计数构成鉴频器；在模式“2”时选择6比特双向计数构成梯形波发生器。这样在节省一个弛豫振荡器的同时又将计数器进行复用，更加进一步得简化了系统架构，降低了电路功耗以及设计成本。

本发明提出了基于射频电流复用技术对振荡器及功放进行超宽带射频堆叠的创新方法。晶体管M1-M6形成的三级反相器作为振荡器的核，考虑到超宽带调频系统的低功耗、高射频和低噪声需求特性，三级级联振荡器结构有利于产生更大的振荡频率、更小的功耗和更好的相位噪声。谐振总电流由调制电流和校正共同构成。振荡器振荡频率同时受到校正数据和调制数据的双重调谐，因此，振荡器不仅实现了射频调频，而且实现了中心频率校正。振荡器的输出一方面送往接收端的混频器作为射频本振，另一方面通过隔离反相器送往单级推挽型功放。

本发明所述的创新型发射机射频前端模块工作模式的设置情况，具体到本实施例包括如下步骤：

步骤A：供电与信号连接，具体包括如下子步骤：

步骤A.1直流电源电压设置、直流偏置电流设置与输入控制字设置。如图8和图9所示，首先要根据芯片制造时的工艺偏差来设置电源电压与偏置电流，在标准情况(工艺角tt，温度27°)下电源电压VDD设置为直流1.4V、偏置电流IB设置为直流5μA。在校正模式，开关电流控制字C<5:0>控制校正电流；在调制模式，开关电流控制字T<5:0>控制调制电流，此时校正控制字C<5:0>处于锁存状态。流经振荡器的电流由调制电流和校正电流两部分决定；

步骤A.2阻抗匹配网络设置。其中，天线A1阻抗一般是50Ω，本发明中电容C4设置为90fF、电容C5设置为0.33pF、电容C3设置为2.6pF、电感L1设置为2nH、电感L2设置为2.6nH。

步骤B：各模块开始正常工作，具体工作流程包括如下子步骤：

步骤B.1数字控制型振荡器工作。流经振荡器的电流由调制电流和校正电流两部分决定，由于电流的变化会导致反相器延时的变化，从而决定了振荡器频率的变化。在校正模式下，控制字T<5:0>设置为25(6b’011001)，将信号T<5:0>输入到数字控制型振荡器中，控制振荡器输出频率FVCO为4GHz左右的正弦波信号(输出信号会波动在4GHz左右，为了将其稳定为4GHz才需要后续的校正模块)，在雷达工作模式下，梯形波发生器的6比特输出控制振荡器产生中心频率为4GHz的频率在3.75GHz和4.25GHz之间变化的正弦波(正弦波信号频率的频率受梯形波发生器固定频率的影响而保持不变)；在通信工作模式下，梯形波发生器的6比特输出控制振荡器产生中心频率为4GHz的频率在3.75GHz和4.25GHz之间变化的正弦波(正弦波信号频率的频率受梯形波发生器变化频率的影响而变化)；

步骤B.2单级推挽型功率放大器工作。数字控制型振荡器的输出信号输入到功率放大器中，功率放大器的具体工作方式为：在信号的上半周期，NMOS管M1导通，此时PMOS管M2是负载管。在信号的下半周期，PMOS管M2导通，此时NMOS管M1是负载管。后接的第一级寄生电感电容L型匹配网络(L1和C4)和第二级片外可调L型匹配网络(L2和C5)，一起实现了宽带选频放大。最终将功率放大器输出的射频信号通过天线发射出去，完成了发射机的射频调制工作。功率放大器能够将振荡器的输出信号进行功率放大，即有利于信号的空间中的传播，又有利于接收机更好的识别信号。

以上所述为本发明的较佳实施例而已，本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，都落入本发明保护的范围。