具有可预热的电极的放电灯的具有抽运电路的电子镇流器

技术领域

本发明涉及一种电子镇流器，该镇流器被设计用于驱动具有可预 热的电极的灯。

背景技术

很久以来这种灯和镇流器本身是公知的。在一组设备中采用所谓 的PTC元件(具有明显的正的温度系数的电阻)，用于确定在重新启 动这种灯时的预热时间。PTC元件在预热期间通过电流来加热，并且 通过提高其电阻来结束预热过程。

变换器的控制、尤其是其中应用的一个或多个开关晶体管的控制 一方面可以通过反馈来实现，其中这称为所谓的自激励的变换器。另 一方面也公知，在外部通过运行控制装置来控制变换器，并且同时尤 其是对变换器的工作频率施加影响，例如用于在持续运行时的灯电流 调节。

通常将镇流器设计用于在交流电压电源网上运行。整流器用于生 成利用其来给变换器供电的中间回路直流电压，该变换器又生成相对 电网频率更高频率的供电功率，以驱动灯。

这种镇流器的重要特性是从交流电压电源网中汲取功率的方 式。当整流器使中间回路存储电容器充电时，当瞬时的电网电压位于 电容器电压之上时，在没有其它措施的情况下发生中间回路存储电容 器地冲击式的充电过程。因此产生了电网电流谐波，并引起差的功率 因数。

存在着用于改善功率因数的、也就是用于降低电网电流谐波的不 同的可能性。电子镇流器的相应的特性也部分地通过例如IEC 1000-3-2的规范来调节。除了用于中间回路存储电容器(或一般的 主储能器)从整流过的电网电压中充电的特有的变换器之外，也考虑 所谓的抽运电路。后者需要比较小的电路技术的工作量。

抽运电路的拓扑包含了，电网整流器通过至少一个电子抽运开关 与中间回路存储电容器相耦合。由此在电网整流器和电子抽运开关之 间形成抽运节点。该抽运节点通过抽运网络与变换器输出相耦合。抽 运网络可以含有构件，这些构件同时可以被分配给用于将灯耦合到变 换器输出上的匹配网络。抽运电路的原理在于，在变换器频率的半周 期期间，通过抽运节点从整流过的电网电压中汲取能量，并且中间存 储在抽运网络中。在随后的半周期中，中间存储的能量通过电子抽运 开关输送给中间回路存储电容器。

在此之后，以变换器频率的节拍从整流过的电源电压中汲取能 量。电子镇流器一般含有滤波器电路，这些滤波器电路在变换器频率 的范围内和在此之上抑制了电网电流的频谱分量。可以如此来设计一 个或多个抽运电路，以致电网电流谐波遵守所提及的规范或另外的要 求。

此外，在涉及抽运电路方面请参阅现有技术、更确切地说尤其是 同一申请人的申请DE 103 03 276.2和DE 103 03 277.0以及那里的 引文。

发明内容

本发明所基于的技术问题在于，给出一种在灯电极的预热方面、 具有抽运电路的改进的电子镇流器。

本发明集中于一种针对具有可预热的电极的放电灯的电子镇流 器以及一种用于驱动灯的相应的方法，该镇流器具有：

-交流电压电源接线端，

-连接在电源接线端上的整流器，

-变换器，用于从电源接线端的通过整流器整流过的供电功率中 生成针对放电灯的更高频率的供电功率，

-抽运电路，用于通过从交流电压电源接线端中汲取能量来改善 镇流器的功率因数，

其特征在于，镇流器含有预热变压器，该预热变压器被设计用 于，在预热阶段期间，在点燃灯之前，以预热功率来供电在次级侧连 接在该预热变压器上的可预热的电极，其中该镇流器被设计用于，在 预热期间以相对镇流器的空载谐振频率提高的频率来驱动变换器，以 便供电预热变压器的初级侧。

在从属权利要求中给出本发明的优选的改进方案，并且以下还要 详细阐述。公开内容在此始终既涉及本发明的方法类别又涉及本发明 的装置类别。发明人从以下的基本思考出发，即抽运电路一如既往地 是一种用于功率因数校正的因简单和有效而有吸引力的可能性。

此外，本发明人还已经寻一种解决方案，其中，代替PTC元件 将运行控制装置用于定义预热阶段。在此作为主要问题得出了，在加 热过程的范围内取消了由PTC元件产生的能量消散。因此在预热期 间，必须另外消散由抽运电路所抽运的能量。已观察到，抽运电路的 抽运作用一般可以抽运比针对预热电极所必需的更多的能量。在此， 可能通过电压上升到不允许的值而发生构件、尤其是中间回路存储电 容器的过载。

但是，这可以如此来防止，更确切地说以特别简单而有效的方式 通过频率提高来降低抽运电路的抽运作用。本发明因此规定，在预热 期间应用与空载谐振频率相比显著更高的变换器频率。

简言之，有效的抽运作用随着频率的下降与以下的情况有关，即 含有灯的谐振回路的谐振特性具有频率依赖性，该频率依赖性过补偿 容性抽运和感性抽运的频率依赖性。在容性抽运电路中的有效的抽运 功率近似地大致与频率平方的倒数值成正比地下降，而在感性抽运电 路中大致与频率成反比地下降。

在预热期间应用的频率尤其可能位于空载谐振频率的1.3倍之 上，其中，频率越来越优选在1.4倍、1.5倍、1.6倍、1.7倍、1.8 倍、1.9倍之上或约在2倍处或2倍以上，以便有意义地减小了相对 运行的抽运作用。空载谐振频率在此是没有所连接的灯的灯回路的、 通常这样称为的谐振频率，该谐振频率以一般已知的方式基本上从灯 扼流圈电感和谐振电容器的电容中得出。

本发明最后规定了预热变压器，利用该预热变压器可以生成对于 预热足够大的电流。此外，通过灯扼流圈的扼流作用还存在这种危 险，即在优选的相对高的预热频率处的电流变得太小，并且因此在电 流(不是能量)方面不能达到足够的预热作用。因此根据本发明预热 频率的提高首先违背足够大的预热电流的生成。可是该问题可以通过 所提及的预热变压器来消除。

因此总共可以实现，在利用具有抽运电路和没有PTC元件的电子 镇流器来预热时，应用如此高的变换器频率，以致由变换器生成的预 热能量最高位于各自的灯电极的最大允许的预热能量处。这种预热能 量例如可以根据按照IEC81或IEC901的能量控制的预热来分配给每 个灯电极。

此外，预热变压器提供了与电极的电位隔离，这在许多情况下同 样是有利的。

首先可以避免经常应用的PTC元件的缺点，这些PTC元件在相对 短的电网间歇之后例如还是热的和高阻的，以致然后实现没有足够预 热灯电极并因此有害的冷启动。此外，PTC元件示出损耗，这些损耗 一方面恶化了镇流器的效率，而另一方面导致常常不期望的附加加 热，该附加加热带来涉及构件与焊接处的余热和疲劳强度的相应较大 的问题。此外，在现代化的灯(例如T5结构型号)中，首先在串联 电路中发生显著的电压负荷，该电压负荷利用PTC元件同样不再可毫 无顾忌地来实现。最后，在预热期间切断抽运电路并且因此相应设计 的开关以及尤其是耐压的驱动器电路(“高边驱动器(High Side Driver)”)的必要性就是多余的。

另一方面，在本发明的范围内优选装设用于切断预热变压器的开 关。因此可以在预热之后通过预热回路避免任何其它的、甚至于还如 此微小的能量消耗。首先，当应该驱动灯时，这是主要的，在这些灯 中存在着涉及灯温度的特别关键的要求，并且因此应该阻止(“断开 (cut off)”)例如由于在持续运行期间的小的残余加热电流引起 的任何附加的热量输入。当这不是如此决定性的或者存在另一种用于 阻止持续运行时的残余加热电流的可能性时，优选地将本来存在的灯 扼流圈用作预热变压器的初级绕组、也就是给灯扼流圈配备有以很小 的费用可能实现的若干附加的绕组。至少减少持续运行时的残余加热 电流的可能性例如在于，将电容器连接到预热回路中、也就是连接在 预热变压器的次级侧上。在根据本发明提高的预热频率中，该电容器 具有相对低的阻抗，并且因此不是很干扰性的，可是该电容器的阻抗 在正常运行时通过频率下降来提高。这种电容器也具有另外的优点、 也即直流阻断。这可以例如在与在本发明范围内未详细讨论的灯丝断 裂识别(Wendelbrucherkennung)的关系中是有意义的，在该灯丝断 裂识别中应用了灯电极的直流导电性。这里，预热回路中的并联的次 级绕组可能干扰，但是通过电容器可能从直流方面来隔离。

一种其它的、可是在本发明的范围内出于不同原因较少优选的可 能性在于，尤其是在预热回路本身中充分利用了预热频率处的谐振。 可是通过由持续运行时的谐波来激励谐振可能会出现问题，其中，也 应注意，由变换器在持续运行时产生的电压曲线通常不是正弦形的并 且因此是富有谐波的。

优选地，在本发明的镇流器中装设灯电流调节装置或灯功率调节 装置，该灯电流调节装置或灯功率调节装置在灯持续运行时如此来改 变变换器频率，以致遵守某个额定值。这最后通过变换器频率接近或 远离含有灯的灯谐振回路的谐振频率来实现。

此外，本发明的优选的改进方案规定电压调节电路，该电压调节 电路用于通过镇流器的变换器的频率来调整灯谐振回路的起辉电 压。该电压调节电路是有利的，因为在通过谐振激励点燃时，由于灯 谐振回路的品质而需要比较准确的频率调整。调节电路现在可以将频 率与灯谐振回路的谐振特性相匹配或“跟随”灯谐振回路的谐振特 性，并且调节电路在此尤其是通过由频率变化来限制起辉电压而进行 工作。

只要以前提及的灯电流调节电路或功率调节电路接入针对控制 变换器的工作频率的同一控制输入，这两者就可以与电压调节电路组 合。在此可以优选地规定，一旦值得一提的灯电流流过、也就是灯已 被点燃，电路就作为电流调节电路或功率调节电路(也就是持续运行 调节电路)来起作用，而在另一种情况下电压调节“有优先权”。

此外，持续运行电路和电压调节电路的所提及的组合可被设计用 于，将灯电压、从中导出的电位或另一个与此相关的量施加到持续运 行调节电路的调节放大器或开关晶体管的输入上。自然也可以满足 于，仅仅应用灯电压或相关的量的时间上的分量。这具有以下的意 义，即在预热和启动期间将持续运行调节电路去激活，直到灯已经被 点燃并已达到其点火电压时为止。预热过程和点燃过程因此可以不受 干扰地运行，并且仅仅在持续运行时采用持续运行调节电路。

此外优选地在本来的预热过程之后、也就是在达到灯电极的必要 的温度之后，比较快地向前进，以点燃。也即当在预热频率处开始的、 然后出现的频率下降太缓慢地实现时，即使在该过渡阶段，通过抽运 电路的过大的抽运作用可能发生开头所提及的构件的过载。这里，最 高10ms、优选地低于8、6、4、2或1ms的过渡时间已经受考验。 按常规方式在这里更确切地说应用数量级为100ms的时间间隔。

附图说明

以下借助实施例来详细阐述本发明，其中如已经提及的那样单个 特征不仅对于装置类别而且对于方法类别都具有意义，并且此外也以 另外的组合可以是发明实质性的。

图1a-b示出了第一本发明实施例的电路图。出于位置原因，电 路图被划分为图1a和1b。以下对图1的参考被理解为对各自的子图 1a或1b的参考。

图2a-b示出了第二本发明实施例的电路图。出于位置原因，电 路图2被划分为图2a和2b。以下对图2的参考被理解为对各自的子 图2a或2b的参考。

图3示出了用于定量表明第二实施例的实际的测量曲线。

图4示出了用于定量表明第二实施例的实际的测量曲线。

具体实施方式

图1示出了第一实施例。左边示出两个电网电压应连接在其上的 接线端KL1-1和KL1-2。由两个电容器C1和C2以及两个用F11表示 的耦合的线圈组成的滤波器将电网电压接线端与由二极管D1-D4组 成的全桥整流器相连接。抽运电路具有二极管D5-D8被计入其中的两 个抽运分支，整流过的电源电压通过该抽运分支被施加到中间回路存 储电容器C6上，该中间回路存储电容器C6在该图中完全被示在右 侧。

中间回路存储电容器C6给在这里构造为由两个开关晶体管V1和 V2所组成的半桥的变换器馈电。半桥晶体管V1和V2通过在其中间 抽头上的相应地反相计时来生成交流电位，该交流电位在整流器输出 的两个电位之间振荡。该交流电位通过灯扼流圈LD1和在本情况下为 两个放电灯LA1和LA2以及以下还要详细阐述的测量变压器TR1的串 联电路通过两个耦合电容器C15、C16被连接到电源分支上。

图1示出了，不仅电流可以流过灯LA1和LA2中的放电等离子 体，而且预热电流也可以流过上方的灯LA1的上方的电极、下方的灯 LA2的下方的电极、灯LA1和灯LA2的两个联接的电极以及加热变压 器TR2的各自的次级绕组。

为了遵守涉及电网电流谐波的有关规范、例如IEC 1000-3-2， 在这里应用了具有两个抽运分支的抽运电路，该抽运电路引起比较小 的电路技术的工作量。在此，整流器原则上通过电子抽运开关D6/D8 或D5/D7与主储能器(中间回路存储电容器C6)相耦合。位于一方 面在二极管D5和D7之间以及另一方面在D6和D8之间的抽运节点， 通过抽运网络与还要详述的变换器或逆变器的输出相耦合。由此在逆 变器频率的半周期期间，通过抽运节点从电网电压中汲取能量，并且 中间存储在抽运网络中。在随后的半周期中，中间存储的能量通过电 子抽运开关(这里为二极管D8和D7)被输送给中间回路存储电容器 C6。因此以逆变器频率的节拍从电网中汲取能量。所提及的滤波器元 件抑制了高得多的频谱分量，以致最后实现了准正弦形的电网电流消 耗。

抽运电路的细节对于本发明是无关紧要的。在这里请参阅现有技 术，和尤其是请参阅同一申请人的申请DE 103 03 276.2和DE 103 03 277.0。主要的是，抽运分支可以随着逆变器的每个周期将能量抽运 到电路中，可是不能反馈。

除了已经提及的灯扼流圈LD1之外，灯谐振回路还具有谐振电容 器C5和C9。

灯谐振回路首先用于通过接近谐振的激励提高电压。其次在点燃 之后，灯谐振回路作为匹配网络来起作用，该匹配网络将逆变器的输 出阻抗转变成适合于驱动放电灯的阻抗。

此外，灯谐振回路也作为抽运网络来起作用。如果在已经提及的 抽运节点上的电位低于瞬时的电网电压，则抽运网络从电网中汲取能 量。在相反的情况下，将所吸收的能量输出给中间回路电容器C6。 其它的抽运作用从电容器C8出发。电容器C8作为用于减轻半桥晶体 管V1和V2的开关负载(Schaltentlastung)的所谓的梯形电容器来 起作用。第二抽运分支的抽运网络由抽运扼流圈L1和抽运电容器C10 的串联电路来组成。

实施为MOSFET的半桥晶体管V1和V2在其栅极上通过例如型号 为国际整流器IR2153的集成的驱动器开关电路来控制。该IC也含有 用于控制“高”半桥晶体管V1的高边驱动器。与此相关地装设了二 极管D9和电容器C4。

除了半桥晶体管V1和V2的驱动器电路之外，IC还含有振荡器， 通过接线端2和3(RT和CT)可以调整该振荡器的频率。根据RT和 CT的频率对应于半桥的最低工作频率。将频率确定的电阻R12连接 在接线端2和3之间。将频率确定的电容器C12和与其串联的双极性 晶体管T3的发射极集电极跨距(Streck)连接在接线端3和用作参 考电位的下方的电源分支之间。二极管D15与该发射极集电极跨距并 联，以便可以使C12充电和放电。通过在双极性晶体管T3的基极接 线端和参考电位之间的电压可以调整半桥频率，并且因此形成了调节 回路的调节参数。由在图1中较靠右边示出的电路部分来控制双极性 晶体管T3的基极接线端。双极性晶体管和IC以及所属的布线因此形 成了调节器。

IC和所属布线的功能也可以由任意的电压或电流控制的振荡器 电路来实现，该振荡器电路通过驱动器电路来实现变换器晶体管的控 制。此外，由在图1中下方示出的运行控制装置AS来控制所述的逆 变器。

在实施例中，调节器将灯电流、也就是更准确地说放电电流作为 调节参数来检测。通过测量变压器TR1来检测该放电电流。通过两个 耦合电容器C15、C16中的一个或通过在测量电阻上检测的其中的分 量，可以实现其它已知的并也可应用的灯电流测量。全桥整流器GL 将该电流整流并将其通过低阻的测量电阻R21D引导到参考电位上。 通过由电阻R21和电容器C21组成的、用于形成平均值的低通滤波 器，将在R21D上的电压降输入到运算放大器形式的非逆转的测量放 大器U2-A的输入中。该测量放大器以已知的方式通过电阻R23-R25 来布线，并且通过二极管D23将其输出信号输送给已经阐述的调节器 输入(调节参数节点)中。因此闭合了以前已称作为持续运行调节电 路的电流调节回路。在此，当在连接点LD1-D24上的电位足够高时， 二极管D23则将测量放大器U2-A的输出与分压器D24、C20、R20、 D16、R11去耦合。在此根据本发明如此来设计电路装置，以致在没 有放电电流的情况下二极管D23的阳极上的电位采纳由运行控制装 置AS的输出VCO通过二极管D11所规定的值，运行控制装置AS因此 确定了启动频率。

运行控制装置AS因此通过输出VCO预定位于两倍的空载谐振频 率之上的频率值。

因此利用预定的预热频率来驱动逆变器，并且相应地施加到预热 变压器TR2的初级绕组A。相应的预热电流因而流入次级绕组B、C 和D中。

电容器C3在此用于将在中间回路存储电容器C6上的电位之间的 平均值电位调整为初级绕组A的右边接线端的参考电位。

在由运行控制装置AS预定的预热时间之后，运行控制装置AS在 约1ms之内过渡到点燃模式，并且通过在灯谐振回路中的谐振提高 来生成必要的起辉电压。通过可经运行控制装置AS的输出PH控制的 开关V3，可以在预热之后简单地切断预热回路，该开关V3与预热变 压器TR2的初级绕组A串联。因而阻止了预热回路中的任何其它的能 量消散，以及阻止了通过电极不必要地将热输入到灯LA1和LA2中。

由于跟随在预热之后的点燃阶段对于半桥开关V1和V2以及灯谐 振回路(LD1，C5，C9)是高负荷，所以在这里装设了用于避免过高 的起辉电压的保护电路。但是该保护电路同时也形成了用于将起辉电 压调整到合适值的电压调节电路。在灯扼流圈LD1的灯侧接线端上的 抑制二极管D24用于此。这里也可以应用金属氧化物可变电阻或齐纳 二极管来代替抑制二极管。也就是涉及了阈值开关。此外也可以取消 在这里处于高压范围中的阈值开关，并装设了在低压范围中的、也就 是在分析的范围中的相应的阈值电路。这在这里未示出，但是对于专 业人员毫无顾忌是清楚的。

通过电容器C20和电阻R20的串联电路，在两个二极管D16之间 存在从某个阈值开始的灯电压。左边二极管的阳极是第二调节器输 入。电阻R20的值影响了以下要描述的对调节回路的干预作用的作用 强度。

通过抑制二极管D24所量取(abgreifen)的灯电压形成了对于 在灯谐振回路中振荡的无功能量和起辉电压的量度。如果该电压超出 了抑制二极管D24的阈值，则提高了半桥频率，并因此降低了在谐振 回路中振荡的无功能量，而另一方面减小了灯电压。

抑制二极管D24的阈值的典型值位于例如250V。电压调节电路 于是在该电压之上调节。

在点燃之后，灯电流流过，该灯电流将二极管D23的阳极上的电 位提高到位于双极性晶体管T3的工作范围中的值上，并且因此闭合 了(针对灯电流的)持续运行调节电路的调节回路。

另一方面，在位于抑制二极管D24的阈值之上的灯电压的情况 下，通过右边的二极管D16提高了在该输入上的电位，二极管D16在 调节放大器U2-A的正输入上控制电阻R22和R32之间的抽头。因此， 当实现点燃尝试时，可以使持续运行调节电路失去功能。为了不允许 在点燃期间的干扰，这是感兴趣的。例如在所描述的实施例中，灯电 流调节装置、也就是持续运行调节电路以数量级为1ms的时间常数 来工作。利用该调整，一方面充分地对明显更快的变换器频率进行滤 波，而另一方面调节因此比存储电容器C6上的中间回路电压的100Hz 调制还快约一个数量级，该中间回路电压的100Hz调制由于整流过的 电网电压而是不可避免的。在恶劣的条件下，尤其是在较旧的灯中， 可是超出1ms的点燃脉冲串可能是必要的，以便达到可靠的点燃。 于是电流调节装置的关断因此是有利的。

通过将高的灯电压的(负的)分量经过构件D24、C20、R20、D16 施加到调节放大器U2-A的非逆变的输入上，在此阻断了持续运行调 节电路，以致已经阐述的电压调节电路保持可操作。

图2示出了第二实施例，用于第一实施例的阐述在很大程度上适 用于该第二实施例。对于完全一致的或相应的部分记入相同的参考符 号。

区别如下：为了简化，这里合并了来自图1中的灯扼流圈LD1和 预热变压器TR2。因此预热变压器的初级绕组A对应于灯扼流圈LD1。 此外，该预热变压器的功能保持不变，可是不再可关断该预热变压 器，也就是缺少了图1中的开关V3和相应的控制输出PH。由于统一 了初级绕组和灯扼流圈，因此仅还能在次级侧切断预热回路，由于所 参与的电位和对必要的驱动器电路的相应的作用，这会是费事的。替 代此地，单个预热回路分别含有电容器C7、C11或C13。该电容器具 有以下的已经较早描述的功能，即在持续运行时形成了比在预热期间 更高的阻抗。此外，对于这里未示出的通过直流导电性的灯丝断裂识 别，尽管有与电极并联的次级绕组B、C和D，但是电容器C7、C11 和C13还仍然具有直流隔离的优点。此外，该最后提及的功能也可以 在图1的实施例中实现，其中，于是也可以应用二极管来代替电容 器。

第一实施例具有完全切断预热回路的优点，并且因此尤其适用于 特别的效率优化的灯，这些灯在其效率方面相对热量输入是敏感的。 图2的第二实施例是特别简单而廉价的，因为事实上只需要三个电容 器(这些电容器本来是可选的)和三个在灯扼流圈上的附加绕组。

借助第一实施例(图1)应该用定量的数据来说明本发明。在该 实施例中运行两个36W的棒状荧光灯，其中，如下来设计确定抽运 作用的元件的参数：

LD1＝1mH

L1＝1.8mH

C5＝10nF

C9＝14nF

C10＝220nF

C15＝C16＝100nF

图3利用阴影线填满的面积(通道13)示出了持续运行时的实 际以工作频率振荡的灯电流。在此，在50Hz时的230V电源电压的 额定条件下，灯电流具有约335mA的有效值。通道C、也就是黑 连续的线示出了在约47.3kHz的最小值和约61.5kHz的最大值之间摆 动的工作频率。该摆动来源于关于工作频率的灯电流调节。灯电流的 余下的摆动其中通过该调节装置的时间常数来决定。

(由LD1和C9确定的)空载谐振频率位于42.6kHz处，而(在 700V的空载电压时的)点火频率约位于48kHz处。

图4利用阴影线示出的通道B示出了在点燃过程的环境下的中间 回路电压UC6的曲线。预热频率在这里为98.5kHz，也就是多于两倍 的空载谐振频率。

应很好地识别出，在从图表中心的在通道C中示出的灯电流上可 识别出的点燃之后，中间回路电压UC6才超过电网电压的峰值(约325 V)，并且以前保持在该幅度之下。在图4的通道C中的灯电流对应 于图3中的通道3。