开关式电源

技术领域

本发明涉及依据权利要求1前序部分所述的开关式电源。开关式电源以下 简称电源。本发明主要涉及带有开关补偿装置的电源。该电源适用于操作光源。

背景技术

例如从Mohan，Undeland，Robins的“功率电子学”，John Wiley & Sons，1995， New York，USA，第7和10章中公开的电源，具有至少一个电子开关。通过 开关补偿装置可以降低在这种开关的操作过程中出现的开关损耗。介绍这类开 关补偿装置的文献例如有：Philip C.Todd：“补偿电路：原理，设计和应用”， 刊登于电源设计专题研讨会手册，UNITRODE，Merrimack，NH，USA，1993。 其中，区分损耗的和非损耗的开关补偿装置。

损耗的开关补偿装置以较少的费用即可实现。但其缺点是，产生很高的损 耗并会引起很强的寄生振荡。这些损耗降低了开关式电源的效率，寄生振荡引 起无线电干扰。

用于直流调节器的非损耗补偿电路在EP 0 798 857(Osterried)说明书中有 所介绍。它包括至少两个二极管和一个感应器。特别是在采用这种补偿电路时 感应器费用很高。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种依据权利要求1前序部分所述的电源，具有 开关补偿装置，以较少的费用即可实现，损耗功率和寄生振荡都很少。

该目的通过具有权利要求1前序部分所述特征的电源，通过权利要求1特 征部分的特征得以实现。特别具有优点的构成为从属权利要求的内容。

依据本发明，电源带有变压器，后者具有初级线圈和次级线圈。次级线圈 可与负载连接。变压器可具有多个次级线圈，其中，每个次级线圈可各自与负 载连接。

一般来说，任何用电器具都是一种负载。然而，本发明特别适用于将例如 230Veff的电源电压变换成低于50V的直流-或者交流电压。由此可以操作例如 电子装置。

由于对照明技术中损耗功率和无线电干扰要求很高，本发明特别适用于操 作光源。在此方面，例如可以使用白炽灯，发光二极管或者所谓的OLED(有 机光发射装置)。在操作发光二极管时的优点是，可以对次级线圈上提供的交 流电压整流和平滑。

此外，依据本发明，电源具有第一和第二供电点。它们用于供给直流电源 电压。直流电源电压例如可以由蓄电池或者通过电源电压的整流和平滑提供。

此外，依据本发明，第一电子开关与初级线圈串联。这样产生地串联电路 与第一和第二供电点连接。如果将第一电子开关闭合，那么，直流电源电压导 致初级线圈内的电流上升。开关式电源的许多拓扑学中都采用了这一原理。上 述文献中对开关式电源有所介绍(Mohan，Undeland，Robins的“功率电子学”， John Wiley & Sons，1995，New York，USA，第7和10章)。所谓的闭塞变流 器或者回描已经广泛使用，因为这种拓扑学在小功率(100W以下)情况下可 以成本低廉地实现。

在预先规定的时间后，第一电子开关重新断开。通过这一断开过程，初级 线圈内的电流不再继续通过第一电子开关。如果没有开关补偿装置可供使用， 那么，在第一电子开关的工作接点上形成很高的电压，后果是在第一电子开关 中产生很高的损耗，并可能导致其损坏。

此外，依据本发明，电源包括开关补偿装置。开关补偿装置至少包括由电 容器和第二电子开关组成的串联电路。

此外，依据本发明，开关补偿装置这样连接在电源内，使断开第一电子开 关时通过初级线圈内电流体现的能量至少部分由电容器吸收。

因为在现有技术中第二电子开关作为快速二极管构成，所以由电容器吸收 的能量不再通过第二电子开关流走。因此在现有技术中必须要考虑的是，电容 器直至下一个断开过程的放电问题。这一点在现有技术中是通过为电容器提供 放电串联电路的第一电阻完成的。储存在电容器内的能量在第一电阻中转换为 损耗功率。如果为第一电阻选择较大参数，会造成跨接在第一电子开关工作接 点上的电压振荡。这种振荡会引起无线电干扰。

如上所述，在现有技术中为第二电子开关使用快速二极管。二极管的响应 时间一般由反向恢复时间表示。如果在正向电流通过二极管的一段时间后转换 电流方向，那么，在反向恢复时间期间，闭塞方向上的电流通过二极管。现有 技术二极管中的反向恢复时间如此之短，以至于电容器在反向恢复时间期间仅 有少量放电。

依据本发明，第二电子开关的作用是将大部分由电容器接收的能量回馈到 变压器内。

在断开第一电子开关时由变压器初级线圈内的电流体现的能量减少以后， 初级线圈内的电流在此前向正向流动以后降到零。现有技术的二极管妨碍电流 向反向上升。依据本发明的第二电子开关允许电流向反向流动。直至电容器内 储存的能量以初级线圈内电流的方式回馈到变压器内。变压器将大部分回馈的 能量通过其次级线圈释放给负载。由此的优点是，电源中仅产生少量的损耗功 率。

此外的优点是，由初级线圈和电容器构成的振荡回路通过负载衰减。因此 抑制了寄生振荡。

附图说明

下面借助附图示出的实施例对本发明作详细说明。其中：

图1示出依据本发明的电源的实施例；

图2示出现有技术的第一电子开关工作接点上电压在时间上的变化；

图3示出第一电子开关工作接点上电压依据本发明在时间上的变化；

图4示出依据本发明的电源的另一实施例；

图5示出依据本发明的电源的另一实施例。

下面，电阻由字母R，晶体管由字母T，二极管由字母D，电容器由字母 C分别表示，在每种场合后面都跟随一个数字。另外，下面对不同实施例的相 同和相同作用的元件采用完全相同的参考符号。

具体实施方式

图1示出依据本发明的电源的实施例。在接点Vbus上与基准电位M相关 连接直流电源电压。在接点Vbus和基准电位M之间，连接变压器TX1的初 级线圈W1和通过N-沟道MOSFET T1实现的第一电子开关的串联电路。也 可以通过其他电子开关，如IGBT、双极晶体管或者P沟道MOSFET实现这一 点。T1的漏极接点构成T1的工作接点并与初级线圈W1连接。T1的源极接 点S1与基准电位M连接。T1的栅极接点G1与未示出的控制电路连接。控制 电路的作用是根据对电源提出的要求接通和断开T1。

T1和初级线圈W1的串联电路这样选择，使T1与基准电位M连接。它的 优点是，控制电路必须提供也与基准电位M相关的信号。由此可将控制电路 的费用保持在较低水平。但也可以在串联电路中将初级线圈W1和T1互换， 从而初级线圈W1与基准电位M连接。

变压器TX1的次级线圈W2具有可连接负载的两个接点J1和J2。

与初级线圈W1并联连接第一电阻R1、第二电阻R2和第二电子开关的串 联电路。第二电子开关作为二极管D1构成，它这样选择极性，使它阻塞电流 从接点Vbus流向基准电位M。

与第一电阻R1并联连接电容器C1。

在漏极接点D1和源极接点S1之间标出晶体管UT的工作接点之间的电压。

如果T1闭合，那么直流电源电压导致正电流通过初级线圈W1。如果断开 T1，那么该电流继续通过D1，并对电容器C1充电直至电流降到参数零。第二 电阻R2限制电流通过D1。这对成本低廉地选择元件是重要的。但是第二电阻 的参数也可以是零。因为R2也阻尼由初级线圈W1和C1表示的共振电路， 所以R2的参数为零时，可以超出寄生振荡的规定极限。在这种情况下，R2的 参数必须相应提高，直至保持寄生振荡的规定极限。

依据本发明，D1现在具有反向恢复时间，允许电流反向通过初级线圈。反 向恢复时间如此长，以至于C1完全放电。大部分储存在C1内的能量因此通 过变压器输送到负载。第一电阻R1内仅损耗一小部分。此外，R1用于进一 步衰减尽管依据本发明D1的配置仍在较小程度上出现的寄生振荡。但第一电 阻R1也可以取消。

图2示出图1中电压UT在时间t上的变化，不过是用于与现有技术相应的 D1的配置。在时间点t1上断开T1，电压UT迅速上升。电压UT的值虽然受 开关补偿装置的限制，然而可以明显看出通过断开过程产生的寄生振荡。寄生 振荡衰减后，电压UT调整到相当于直流电源电压和次级线圈W2上变换到初 级线圈W1内的输出电压总和的值。在电源电压上工作时，该值例如可以处于 100V和350V之间。寄生振荡的频率典型地处于MHz的范围内。

在时间点t2上重新接通T1，电压UT重新降到可以忽略的值上。在适用于 在电网电压上操作发光二极管的电源中，在时间点t1和t2之间存在例如5微 秒的时间间隔。在时间点t3上重新断开T1，周期性重复所述过程。上述应用 情况下的周期延续时间例如为8微秒。

图3示出图1中电压UT在时间t上的变化，它是依据本发明设计的D1上 产生的反向恢复时间t1。寄生振荡的振幅明显降低。因此对无线电去干扰需 要较少的费用。从图3看不出的另一优点是，降低了第一电阻r1内损耗的损耗 功率。从图2可以看出D1反向恢复时间更低的极限值。D1的反向恢复时间必 须至少与按现有技术产生的寄生振荡的周期延续时间一样长。在寄生振荡处于 MHz范围情况下，D1的最小反向恢复时间为1微秒。

图4示出依据本发明的电源的另一实施例。与图1相比，图4的第二电子 开关作为双极晶体管T2构成。与初级线圈W1并联连接的开关补偿装置由电 容器C1、晶体管T2和电阻R3组成。C1和T2的集电极发射极线段组成的串 联电路与初级线圈W1并联连接。R3与T2的基极发射极线段并联连接。

与图1相比，图4中取消了电阻R1。二极管D1的功能由T2的基极发射 极线段承担。初级线圈W1的正向电流在断开T1后通过电阻R3和T2的基极 发射极线段导通，由此C1充电。二极管D1的反向恢复时间在使用晶体管T2 时通过其存储时间体现。也就是说，必须为T2选择一晶体管，其存储时间相 当于依据本发明配置的二极管的反向恢复时间。初级线圈W1内的反向电流可 以在T2的存储时间期间通过。如果取代第二电子开关的二极管使用晶体管， 那么优点是降低第二电子开关内的损耗功率。此外的优点是，可以利用电阻R3 设定T2的存储时间。因此可以调整反向电流通过初级线圈W1的时间。

也可以取代T2的双极晶体管使用MOSFET或者其他电子开关。需要时必 须为该开关提供在所要求的时间上打开和关闭开关的控制电路。每当第一电子 开关断开时，开关必须闭合，每当电容器C1在充电过程后重新放电时，开关 必须断开。但是第二电子开关最迟必须在第一电子开关重新闭合时断开。

图5示出依据本发明的电源的另一实施例。与图1和图4相比，图5中的 开关补偿装置不是与初级线圈W1并联，而是与第一电子开关T1并联连接。 在图5中，开关补偿装置由电阻R2、二极管D1和电容器C1的串联电路组成。 与C1并联连接的是电阻R1。这些元件的功能与其他附图中相同标注元件的功 能相应。如在图4中那样，图5中的二极管D1也可由晶体管取代。

从交流电的角度观察，开关补偿装置与接点Vbus的连接具有与基准电位 M的连接相同的效果。其结果是具有连接在接点Vbus和M之间的直流电源电 压，因为它对交流电具有短接作用。在图5的实施例中，断开过程期间T1工 作接点上的电压上升可以具有优点地得到平滑。对该实施例或者其他实施例来 说，布置的构成也可以更加简单。