一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法

1.本发明涉及电力电子变换器模型预测控制技术领域，具体为一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法。

背景技术：

2.近年来，随着“能源转型，绿发展”理念兴起，由分布式发电设备和功耗设备组成的微电网应运而生，其具有结构简单、效率高、可靠性强等优点，广泛应用于电动汽车、高铁、绿建筑、未来舰载机电力系统、数据中心等现代并网自主配电系统。
3.直流微电网的终端用户以电子负载为主，当这些电子负载被严格调节时，可能会产生负阻抗效应，表现为恒定功率负载（constant power load，cpl），对系统的稳定性产生一定的影响。同时，微电网中多变流器之间的相互作用也会引起电力振荡，甚至使系统失稳。
4.为了克服这种不稳定性，近年来人们对稳定策略进行了讨论。传统的方法为无源阻尼的方法，通过连接额外的rc或rl滤波器来增加系统阻尼，其优点是方法简单，但同时也增大了系统的成本和体积。另一种方法是向负载或变换器中加入各种控制技术，称为有源阻尼法，这种方法较为复杂但成本较低。有源阻尼法又分为线性和非线性两种。线性方法采用线性反馈闭环控制传递函数，更容易稳定小信号，而非线性方法在大的范围内具有鲁棒性和更快的动态性能，主要适用于大信号模型。随着非线性控制的变换器日益普及，采用非线性镇定微电网的方法受到了越来越多的重视。
5.在非线性方法中，模型预测控制（model predictive control，mpc)因具有直观的概念，能够实现快速跟踪响应，得到了广泛应用。mpc的一个重要分支是有限控制集模型预测控制（finite control set mpc，fcs-mpc），直接采用fcs-mpc算法改善直流微电网稳定性存在两个问题：1)为了稳定直流微电网，典型的稳定方案需要采样直流侧电压、电容三相交流电压（四个电压传感器），直流电流、电感电流、负载三相交流电流（七个电流传感器），增加了系统的体积和硬件成本。此外，物理传感器还存在噪声、相位滞后和寿命有限等问题，降低了系统的控制精度和可靠性。2）同时包含交流项和直流项的多目标函数会导致多个权重因子设计困难，这一直是模型预测控制策略的重要挑战。

技术实现要素：

6.本发明目的是提供一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法，以解决传统直流微电网稳定方案系统体积大、硬件成本高、系统控制精度和可控性不高、权重因子计算量大的问题，具有更好的性能。为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法，包括以下步骤：步骤1：采样k时刻逆变器交流侧的三相电容电压v
ca
，v
cb
，v
cc
和直流电压v
dc
，对交流侧三相电容电压v
ca
，v
cb
和v
cc
进行clark坐标变换，得到αβ坐标系下的三相电容电压；
同时，设置k时刻的直流电压参考值和αβ坐标系下的三相电容电压参考值；步骤2：通过交流侧电容电流观察器估计电容电流，完成电容电流预测；步骤3：通过交流侧电容电压预测模块完成电容电压的预测；步骤4：通过直流电压预测模块完成直流电压的预测；步骤5：避免使用权重因子，将目标函数进行分离，并对分离后目标函数的每个部分进行顺序评估，评估得到最优电压矢量；步骤6：将最优电压矢量通过脉冲生成模块转化为相应的脉冲信号，驱动开关管。
7.进一步的，所述步骤2的具体步骤如下：引入全阶观测器估算电容电流值，观测器的离散时间方程式为：（1）式中，和分别为k+1时刻和k时刻的电容器电压估计值；和分别为k+1时刻和k时刻的电容电流估计值；为逆变器k时刻的输出电压；为k时刻的三相电容电压采样值；为k时刻的三相电容电流值；，，其中，n为观察器的增益矩阵，φ为状态空间方程的状态转移矩阵；ts为采样周期，c为交流侧电容值；l为交流侧电感值；γ为中间量；k+1时刻的电容电流估计值为：（2）采用两步预测策略，补偿下一个采样瞬间的一步控制延迟，得到k+2时刻的电容电流估计值为：（3）
其中，为k+1时刻逆变器的输出电压，为k+1时刻的三相电容电压预测值。
8.更进一步的，所述步骤3的具体步骤如下：通过零阶保持离散化方法，得到交流侧的离散时间模型：（4）式中，为k+1时刻交流侧电感电流预测值，为k时刻的交流侧电感电流值；为k时刻的交流侧输出电流值；，，，；其中，a、b、a1、b1、a
11
、a
12
、a
21
、a
22
、b
11
、b
12
、b
21
、b
22
为中间变量，无特殊意义，将a1和b1代入公式能够计算得到a和b，a和b的公式取自状态空间方程的解；τ为表示时间的积分变量；k+1时刻的电容器电压预测值为：（5）采用两步预测策略，补偿下一个采样瞬间的一步控制延迟，得到k+2时刻的电容电压预测值为：
（6）。
9.进一步的，所述步骤4的具体步骤如下：考虑到电感器电流的微分方程，推导出：（7）式中，c
dc
为直流侧电容值；v
dc
为直流电压；sa、sb和sc分别为三个桥臂的开关状态；vs为整流模块输出电压值；l
dc
为直流侧电感值；为交流侧电感电流；t为表示时间的微分变量；为clark变换矩阵的逆矩阵；根据上式和测量结果，并采用离散化方法得到k+2时刻直流电压的预测值为：（8）式中，和分别为k+2时刻和k+1时刻直流电压的预测值；为k时刻的直流电压值。
10.进一步的，所述步骤5的具体步骤如下：根据预测估计得到k+2时刻的直流电压、交流侧侧电容电压和电容电流；知每个目标函数的表达式为：（9）式中，gv、gi和g
dc
分别为交流侧电压目标函数、交流侧电流目标函数、直流侧电压目标函数；和分别为k+2时刻的电容电压参考值的α分量和β分量；和分别为k+2时刻的电容电压预测值α分量和β分量；w
ref
为参考角频率；和分别为k+2时刻的电容电流估计值α分量和β分量；和v
dc
(k+2)分别为k+2时刻的直流电压参考值和预测值；通过第一评估模块评估每个电压矢量的g
dc
或gv，选择k个目标函数g
dc
或gv较小的
电压矢量；通过第二评估模块评估k个所选电压矢量的gv或g
dc
，在k个电压矢量中选择得到m个目标函数gv或g
dc
较小的电压矢量；通过第三评估模块评估m个所选电压矢量的gi，在m个电压矢量中选择得到目标函数gi最小的电压矢量，该电压矢量即为下一个控制周期内的最优电压矢量。
11.由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术效果有：本发明提出了一种不需要任何电流传感器的逆变器模型预测稳定方法，所提出的稳定方法可以有效地消除直流电压的振荡，并同时保持良好的动态性能；并且避免了繁琐的权重因子计算，以解决cpl接入直流微电网时的不稳定问题；用一个全阶观测器代替电流传感器，省略了对直流侧的直流电流、电感电流和负载三相交流电流的测量，只需要测量直流侧的直流电压和电容三相交流电压，从而大大降低了系统尺寸和成本，满足了隔离要求；此外，将多目标函数划分为不同部分的控制对象，按顺序进行评估，避免使用权重因子。
附图说明
12.图1为本发明提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制系统结构图。
13.图2为本发明的最优目标函数选取模块流程图。
14.图3（a）为当m为2，k变化时的比较结果之k变化时的平均开关频率。
15.图3（b）为当m为2，k变化时的比较结果之k变化时的直流电压误差。
16.图3（c）为当m为2，k变化时的比较结果之k变化时的交流电压的振幅误差。
17.图4（a）为当k为7，m变化时的比较结果之m变化时的平均开关频率。
18.图4（b）为当k为7，m变化时的比较结果之m变化时的直流电压误差。
19.图4（c）为当k为7，m变化时的比较结果之m变化时的交流电压振幅误差。
20.图5（a）为gv和g
dc
的评估顺序不同时，逆变器的输入阻抗和带有lc滤波器的无源整流器的输出阻抗所对应的频域特性
‑‑‑
采用传统mpc。
21.图5（b）为gv和g
dc
的评估顺序不同时，逆变器的输入阻抗和带有lc滤波器的无源整流器的输出阻抗所对应的频域特性
‑‑‑
k=4，m=2（g
cdc
）。
22.图5（c）为gv和g
dc
的评估顺序不同时，逆变器的输入阻抗和带有lc滤波器的无源整流器的输出阻抗所对应的频域特性
‑‑‑
k=4，m=2（g
dcc
）。
23.图5（d）为为gv和g
dc
的评估顺序不同时，逆变器的输入阻抗和带有lc滤波器的无源整流器的输出阻抗所对应的频域特性
‑‑‑
k=6，m=3（g
dcc
）。
24.图6（a）为基于lc-vsi的微电网的稳态性能比较结果
‑‑
没有进行稳定控制的稳态性能。
25.图6（b）为基于lc-vsi的微电网的稳态性能比较结果
‑‑
本发明所提出稳定方法(g
dcc
)的稳态性能。
26.图6（c）为基于lc-vsi的微电网的稳态性能比较结果
‑‑
采用传统mpc的稳态性能。
27.图6（d）为基于lc-vsi的微电网的稳态性能比较结果
‑‑
本发明所提出的稳定方法(g
cdc
)的稳态性能。
28.图7（a）为基于lc-vsi的微电网的瞬态性能比较结果
‑‑
没有进行稳定控制的瞬态性能。
29.图7（b）为基于lc-vsi的微电网的瞬态性能比较结果
‑‑
本发明所提出稳定方法(g
dcc
)的瞬态性能。
30.图7（c）为基于lc-vsi的微电网的瞬态性能比较结果
‑‑
采用传统mpc的瞬态性能。
31.图7（d）为基于lc-vsi的微电网的瞬态性能比较结果
‑‑
本发明所提出的稳定方法()的瞬态性能。
具体实施方式
32.下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明。
33.如图1所示，一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测系统包括直流微电网架构和控制部分，直流微电网架构由整流模块、逆变器模块、采样模块和负载组成。整流模块将交流电转化为直流电，再由逆变器模块将直流电转化为所需要的交流电。采样模块对直流侧电压和交流侧电容三相电压进行采样，并将采样信息传递给控制部分。控制部分由估算预测模块、延时单元、最优目标函数选取模块和脉冲生成模块组成。估算预测模块根据采样值估算交流侧三相电流值和直流侧电流值，并对下一时刻的电压电流值进行预测，经过延时单元后，直流侧和交流侧的预估电压和估算的电容电流进入最优目标函数选取模块，最优目标函数选取模块对目标函数进行顺序评估，得到最优的开关管状态，最后，脉冲生成模块根据最优开关管状态输出脉冲波形驱动开关管，实现稳定控制的功能。
34.如图2所示，一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法，包括以下步骤：步骤1：在逆变器的主电路中采样k时刻直流电压v
dc
和交流侧三相电容电压v
ca
、v
cb
和v
cc
，并对交流侧三相电容电压进行clark坐标变换，得到αβ坐标系下的三相电容电压；同时，设置k时刻的直流电压参考值和αβ坐标系下的三相电容电压参考值；步骤2：通过交流侧电容电流观察器估计电容电流，完成电容器电流预测,具体实施过程如下：引入全阶观测器估算电容电流值，观测器的离散时间方程式为：（1）式中，和分别为k+1时刻和k时刻的电容器电压估计
值；和分别为k+1时刻和k时刻的电容电流估计值；为逆变器k时刻的输出电压；为k时刻的三相电容电压采样值；为k时刻的三相电容电流值；，，其中n为观察器的增益矩阵，φ为状态空间方程的状态转移矩阵；ts为采样周期；c为交流侧电容值；l为交流侧电感值；γ为中间量，符号“^”表示估计值。
35.然后可以推导出其特征方程，为使误差接近于0，并保持观察器稳定运行，特征方程的特征值应设置再z平面的单位圆内，当特征值更接近于原点时，观察器的瞬态性能更好，因此将特征值选为0，进而可以求得增益矩阵n为：（2）因此，k+1时刻的电容电流估计值为：（3）步骤3：通过交流侧电容电压预测模块完成电容电压的预测，具体实施过程如下：通过零阶保持（zoh）离散化方法，可以得到交流侧得离散时间模型：（4）式中，为k+1时刻交流侧电感电流预测值，为k时刻的交流侧电感电流值；为k时刻的交流侧输出电流值；，
，，；其中，a、b、a1、b1、a
11
、a
12
、a
21
、a
22
、b
11
、b
12
、b
21
、b
22
为中间变量，无特殊意义，将a1和b1代入公式能够计算得到a和b，a和b的公式取自状态空间方程的解。
36.且可以根据电感器电流、电容电流和负载电流之间的关系得到：（5）式中，为逆变器输出电压，为电容电流压，为交流侧输出电流，为电容电流。
37.由于负载电流在一个采样周期内变化缓慢，可以假定为不变，因此，电感器电流和负载电流可以被电容器电流替代，作为一种新的状态变量，而交流侧相应的模型可以表示为：（6）对于电容器电压，根据式（4）、式（5）、式（6）和测量结果可记为：（7）
在下一个采样瞬间采用上述状态变量的预测和估计，导致一步控制延迟，为了补偿该延迟，采用两步预测策略，可以得到k+2时刻电容电流估计值和电容电压的预测值为：（8）（9）步骤4：通过直流电压预测模块完成直流电压的预测，具体实施过程如下：对于直流侧，根据电容器电压的二阶导数和电感器电流的微分方程可以推导出：（10）其中，c
dc
为直流侧电容值；sa、sb和sc分别为三个桥臂的开关状态，以sa为例，上管导通下管关闭时，sa=1，上管导通下管关闭时，sa=0；vs为整流模块输出电压值；l
dc
为直流侧电感值，为交流侧电感电流；t为表示时间的微分变量，为clark变换矩阵的逆矩阵。
38.根据式（6）、式（10）和测量结果，并采用离散化方法可以得到k+2时刻的直流电压预测值为：（11）步骤5：避免使用权重因子，将目标函数进行分离，如图2所示对每个部分进行顺序评估，评估得到最优电压矢量，具体实施过程如下：根据步骤2、步骤3和步骤4预测估计得到（k+2）时刻的直流电压、交流侧电容电压和电容电流；根据（1）可知每个目标函数的表达式为：（12）式中，gv、gi和g
dc
分别为交流侧电压目标函数、交流侧电流目标函数、直流侧电压
目标函数；和分别为k+2时刻的电容电压参考值的α分量和β分量；和分别为k+2时刻的电容电压预测值α分量和β分量；w
ref
为参考角频率；和分别为k+2时刻的电容电流估计值α分量和β分量；和分别为k+2时刻的直流电压参考值和预测值。
39.由于控制目标是保证系统的稳定运行，并确保交流侧具有良好的性能，因此，g
dc
和gv具有优先级。在图2中，g
dc
或gv首先通过枚举逆变器的所有可用的开关状态进行评估比较，得到选择k个目标函数g
dc
或g较小的电压矢量，然后交付下一个控制步骤；通过第一评估模块评估每个电压矢量的g
dc
或gv，选择k个目标函数g
dc
或gv较小的电压矢量；通过第二评估模块评估k个所选电压矢量的gv或g
dc
，在k个电压矢量中选择得到m个目标函数gv或g
dc
较小的电压矢量；通过第三评估模块评估m个所选电压矢量的gi，在m个电压矢量中选择得到目标函数gi最小的电压矢量，该电压矢量即为下一个控制周期内的最优电压矢量。
40.上文“g
dc
或g
v”和“gv或g
dc”意思是，第一评估模块可以对g
dc
进行评估，也可以对gv进行评估，若第一评估模块对g
dc
进行评估，则第二评估模块则对gv进行评估，命名这种评估方式为g
dcc
；若第一评估模块对gv进行评估，则第二评估模块则对g
dc
进行评估，命名这种评估方式为g
cdc
。
41.步骤7：用matlab/simulink搭建仿真模型，并对所提方案进行验证,具体实施过程如下：不同的评估顺序（gv和g
dc
）和不同k和m值将会影响系统的性能，选择不同评估顺序和不同k和m值，对平均开关频率f，直流电压误差和交流侧电容电压振幅误差进行比较，如图3（a）～图3（c）和图4（a）～图4（c）所示，其中，g
dcc
为直流部分首先评估，g
cdc
表示交流侧电容电压首先评估。
42.图3（a）～图3（c）为当m为2，k变化时的比较结果，图4（a）～图4（c）为当k为7，m变化时的比较结果，通过观察可以发现，在k的值相对较大时，g
dc
几乎没有发挥作用，从而发生振荡。在k的值和m的值都相对较小时，g
dc
和gv都起到了较大的作用。观察g
cdc
的图线可以发现，首先对gv进行评估，k的值较小时，交流侧的电压质量更高，但直流侧的电压会受到一定的影响。当k的值较大时，m的值越小，g
dc
发挥的作用越大，直流侧的电压性能越好，但是交流侧的电压性能会受到一定的影响。同时，k的值越大，对应的计算量越大。权衡交流侧的电压稳定性和直流侧电压质量，建议选择k的值为开关状态总数的一半。
43.为了进一步研究不同的评估顺序和选取的开关状态数对所提出的预测稳定方法的影响，测量电压型逆变器的输入阻抗z
in
，用于研究系统的稳定性和瞬态性能。
44.直流微电网的稳定性可以通过middlebrook判据来评估，即。图5（a）～图5（d）为gv和g
dc
的评估顺序不同时，逆变器的输入阻抗和带有lc滤波器的无源整流器的输出阻抗所对应的频域特性图，首先对gv进行评估为g
cdc
，再对g
dc
进行评估g
dcc
。
45.如图5（a）所示，采用传统的mpc时，和的相交频率约为395hz和408hz，在频率约为395hz处，输出阻抗和输入阻抗之间的相位差大于180
°
，所以系统不稳定。
46.如图5（b）所示，当采用本发明所提出的稳定方法时，选择k为4，m为2（g
cdc
），在频率为109hz时，输出阻抗和输入阻抗之间的相位差为117
°
，稳定裕度增加到53
°
。
47.如图5（c）所示，选择k为4，m为2（g
dcc
）时，在频率为83hz时，输出阻抗和输入阻抗之间的相位差为109
°
，稳定裕度为53
°
。
48.如图5（d）所示，选择k为6，m为3（g
dcc
）时，和的相交频率约为366hz和436hz。在366hz时，输出阻抗和输入阻抗之间的相位差约为181
°
，说明直流微电网运行不稳定。
49.通过上述的比较，本发明所提出的控制方法选择k为4，m为2（g
dcc
），稳定裕度最大，稳定性能更好。
50.采用时域仿真验证本发明所提出稳定方法的稳态性能和瞬态的性能。
51.对基于lc-vsi的微电网的稳态性能进行比较图6（a）～图6（d）为基于lc-vsi的微电网的稳态性能比较结果，分别将不同控制方法下的输出电压、输出电流和直流电压进行比较。
52.如图6（a）所示，在没有采用稳定控制方法时，存在着较大的直流电压振荡。如图6（c）所示，采用传统的mpc控制方法时，与没有采用稳定控制方法时相比，可以镇定直流微电网。如图6（b）和图6（d），采用本发明所提出的稳定方法，选择k为4，m为2（g
dcc
）时的稳态性能优于k为4，m为2（g
cdc
）。
53.对基于lc-vsi的微电网的瞬态性能进行比较。图7（a）～图7（d）为基于lc-vsi的微电网的瞬态性能比较结果，分别将不同控制方法下的输出电压、输出电流、直流电压和直流侧电流进行比较。如图7（a）～图7（d）可以看出，本发明所提出的稳定控制方法的超调量为9.5v，达到稳态所需要的时间为0.058s，传统mpc的超调量为8.9v，达到稳态所需要的时间为0.062s，本发明所提出的稳定控制方法超调量略高于传统mpc，但反应速度更快，快速性更好，说明了本发明所提出的稳定控制方法在减少电流传感器的情况下，仍能在较短的时间内准确的跟踪负载变化下的直流电压和交流电容电压，且系统保持稳定。
54.综上所述，本发明所提出的稳定方法在保证交流侧电压质量的同时，能有效地抑制直流电压的振荡，方法简单、成本低。

技术特征：

1.一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤1：采样k时刻逆变器交流侧的三相电容电压v
ca
，v
cb
，v
cc
和直流电压v
dc
，对交流侧三相电容电压v
ca
，v
cb
和v
cc
进行clark坐标变换，得到αβ坐标系下的三相电容电压；同时，设置k时刻的直流电压参考值和αβ坐标系下的三相电容电压参考值；步骤2：通过交流侧电容电流观察器估计电容电流，完成电容电流预测；步骤3：通过交流侧电容电压预测模块完成电容电压的预测；步骤4：通过直流电压预测模块完成直流电压的预测；步骤5：避免使用权重因子，将目标函数进行分离，并对分离后目标函数的每个部分进行顺序评估，评估得到最优电压矢量；步骤6：将最优电压矢量通过脉冲生成模块转化为相应的脉冲信号，驱动开关管。2.根据权利要求1所述的一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤2的具体步骤如下：引入全阶观测器估算电容电流值，观测器的离散时间方程式为：（1）式中，和分别为k+1时刻和k时刻的电容器电压估计值；和分别为k+1时刻和k时刻的电容电流估计值；为逆变器k时刻的输出电压；为k时刻的三相电容电压采样值；为k时刻的三相电容电流值；，，其中，n为观察器的增益矩阵，φ为状态空间方程的状态转移矩阵；t
s
为采样周期，c为交流侧电容值；l为交流侧电感值；γ为中间量；k+1时刻的电容电流估计值为：（2）采用两步预测策略，补偿下一个采样瞬间的一步控制延迟，得到k+2时刻的电容电流估计值为：
（3）其中，为k+1时刻逆变器的输出电压，为k+1时刻的三相电容电压预测值。3.根据权利要求2所述的一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤3的具体步骤如下：通过零阶保持离散化方法，得到交流侧的离散时间模型：（4）式中，为k+1时刻交流侧电感电流预测值，为k时刻的交流侧电感电流值；为k时刻的交流侧输出电流值；，，，；其中，a、b、a1、b1、a
11
、a
12
、a
21
、a
22
、b
11
、b
12
、b
21
、b
22
为中间变量，无特殊意义，将a1和b1代入公式能够计算得到a和b，a和b的公式取自状态空间方程的解；τ为表示时间的积分变量；
k+1时刻的电容器电压预测值为：（5）采用两步预测策略，补偿下一个采样瞬间的一步控制延迟，得到k+2时刻的电容电压预测值为：（6）。4.根据权利要求3所述的一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤4的具体步骤如下：考虑到电感器电流的微分方程，推导出：（7）式中，c
dc
为直流侧电容值；v
dc
为直流电压；s
a
、s
b
和s
c
分别为三个桥臂的开关状态；v
s
为整流模块输出电压值；l
dc
为直流侧电感值；为交流侧电感电流；t为表示时间的微分变量；为clark变换矩阵的逆矩阵；根据上式和测量结果，并采用离散化方法得到k+2时刻直流电压的预测值为：（8）式中，和分别为k+2时刻和k+1时刻直流电压的预测值；为k时刻的直流电压值。5.根据权利要求4所述的一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤5的具体步骤如下：根据预测估计得到k +2时刻的直流电压、交流侧侧电容电压和电容电流；知每个目标函数的表达式为：（9）式中，g
v
、g
i
和g
dc
分别为交流侧电压目标函数、交流侧电流目标函数、直流侧电压目标函数；和分别为k+2时刻的电容电压参考值的α分量和β分量；
和分别为k+2时刻的电容电压预测值α分量和β分量；w
ref
为参考角频率；和分别为k+2时刻的电容电流估计值α分量和β分量；和v
dc
(k+2)分别为k+2时刻的直流电压参考值和预测值；通过第一评估模块评估每个电压矢量的g
dc
或g
v
，选择k个目标函数g
dc
或g
v
较小的电压矢量；通过第二评估模块评估k个所选电压矢量的g
v
或g
dc
，在k个电压矢量中选择得到m个目标函数g
v
或g
dc
较小的电压矢量；通过第三评估模块评估m个所选电压矢量的g
i
，在m个电压矢量中选择得到目标函数g
i
最小的电压矢量，该电压矢量即为下一个控制周期内的最优电压矢量。

技术总结

本发明公开了一种提高直流微电网稳定性的逆变器模型预测控制方法，属于电力电子变换器模型预测控制技术领域。提出了一种无电流传感器的改进预测模型，将目标函数进行分离，并对目标函数的每个部分进行顺序评估，避免使用权重因子，最终得到最优开关管状态。本发明提出的控制方法减小了系统尺寸和成本，该方法通过简单、经济的方式，可以有效地镇定直流微电网，同时满足交流侧电压小过冲、快速、平稳响应的动态性能；解决了传统直流微电网稳定方案系统体积大、硬件成本高、系统控制精度和可控性不高、权重因子计算量大的问题。权重因子计算量大的问题。权重因子计算量大的问题。