永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统及控制方法

1.本发明涉及永磁开关磁链电机的直接转矩控制技术领域，尤其涉及永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统及控制方法。

背景技术：

2.传统永磁同步电机的永磁体装配在转子上，因而存在永磁体需要固定的问题以及因散热或故障等而导致不可逆退磁的问题，而定子永磁型的pmfsm转子结构简单且同时有着高功率密度等优点，
3.直接转矩控制与矢量控制同为经典的无刷交流电机控制策略，是一种高动态性能的交流调速技术。直接转矩控制的结构可以分为转矩环和磁链环，将测量的转速与给定转速进行比较，再将其差值经过pi模块得到参考转矩值，通过计算磁链值和转矩值进而可以得到与相应给定量的差值，送入滞环再由此选择开关矢量，控制电机的转矩和磁链。传统dtc控制策略采用bang-bang控制，根据转矩和磁链的滞环输出，直接进行开关表选择实现电机控制，结构简单但也使得低速下的无位置注入技术难以实现，并且当滞环输出达到所设定的上下限时，才会对磁链或转矩进行增大或减小的调整，这也意味着转矩和磁链不可避免的在设定的容差值范围内来回波动，此外由于在相应扇区根据滞环输出进行选择的电压矢量仅为六个有效矢量状态中的一个，这六个电压矢量很可能不是最佳的选择，这些因素导致了传统的直接转矩控制中存在着转矩会有较大的脉动的问题。
4.控制系统中转子位置的获取是一个重要的组成部分，但传统的位置检测需要外部硬件如光电编码器、霍尔或者旋转变压器来进行采集检测，机械式的检测方法存在着一定的不可靠性。传统的全速域范围内的无传感器位置估计需要在零低速和中高速时进行算法的切换，这使得系统构建上，不仅需要低速和高速下分别搭建位置估计模型，还要考虑在切换时设计一个过渡算法，以使得位置估计模块在全速域内能能够平滑的进行过渡。所以传统的全速域无传感器控制是一种基于混合算法的复合控制，这使得总体结构复杂。
5.基于此，本领域技术人员致力于提供一种永磁开关磁链电机的直接转矩控制系统及方法，不仅需要抑制转矩脉动问题，还需要解决电机全速域的过渡控制问题。

技术实现要素：

6.为了解决上述技术问题，本发明提供了永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统及控制方法，在转矩控制环节和磁链控制环节引入滑模控制器，有效抑制了转矩脉动；在位置估计环节引入二次扩展反电势模型，实现了全速域转子位置估计，提高了估计精度。
7.为达到以上目的，本发明一方面提供了永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统，包括速度位置估计单元和滑模控制单元；
8.所述速度位置估计单元包括：
9.扩展反电动势模块，用以检测电机当前转速是否大于等于设定转速阈值，若是，由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；若否，向扩展反电动势模型中注入高频信号，直至电机转速大于等于设定的转速阈值，并由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；
10.二次扩展反电动势模块，用以根据扩展反电动势模块得到的扩展反电动势幅值，得到二次扩展反电动势，
11.锁相环模块，用以根据二次扩展反电动势得到转子的速度和位置；
12.所述滑模控制单元包括：
13.转矩滑模控制器，用以根据转子速度得到参考转矩和电机的转矩te得到参考电压的q轴分量；
14.磁链滑模控制器，用以根据参考磁链和电机的磁链ψs得到参考电压矢量的d轴分量。
15.进一步的，所述转矩滑模控制器为：
[0016][0017]
其中，s
te
为转矩环滑动变量，为
[0018]
进一步的，所述磁链滑模控制器为：
[0019][0020]
其中，为磁链环滑动变量，为
[0021]
本发明第二方面提供了永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制方法，基于所述的永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统实现，包括如下步骤：
[0022]
s1、检测电机当前转速是否大于等于设定转速阈值，若是，由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；若否，向扩展反电动势模型中注入高频信号，直至电机转速大于等于设定的转速阈值，并由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；
[0023]
s2、根据步骤s1得到的扩展反电动势幅值，得到二次扩展反电动势，经锁相环得到转子的速度和位置；
[0024]
s3、根据步骤s2获得的转子速度得到参考转矩参考转矩与电机的转矩te输入转矩滑模观测器中得到参考电压的q轴分量，将参考磁链和电机的磁链ψs输入磁链滑模观测器中得到参考电压矢量的d轴分量；
[0025]
s4、根据参考电压的q轴分量、参考电压矢量的d轴分量得到调制信号。
[0026]
进一步的，向扩展反电动势模型中注入高频信号后，得到的扩展反电动势的幅值为：
[0027][0028]
其中，ωh是注入信号的频率，n表示谐波阶数，上标“f”表示基波分量，电机为双凸极结构，δl＝l
q-ld。
[0029]
进一步的，二次扩展反电动q
α
和q
β
为：
[0030][0031]
其中，为二次扩展反电势的大小。
[0032]
进一步的，二次扩展反电动势采用归一化方法提取包含位置信息的正余弦量，得到：
[0033][0034]
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0035]
1、本发明通过二次扩展反电动模型实现了低速和高速两种状态下以同一种模型完成全速域范围的无位置传感器控制，在低速时注入高频量，且减少了滤波器的使用，减小了由滤波器带来的相位延迟而产生的估计误差，而当转速升高，可较为方便的停止注入而转入反电动势的观测，解决了过渡的问题，无需同时设计低速、高速以及过渡算法，简化了系统算法结构。
[0036]
2、本发明采用二阶滑模控制器代替传统直接转矩的滞环，有效的降低了转矩脉动。
附图说明
[0037]
图1为本发明一具体实施例的直接转矩控制系统整体结构原理图；
[0038]
图2为本发明一具体实施例的位置速度估计原理框图；
[0039]
图3为本发明一具体实施例的直接转矩控制方法的整体流程示意图；
[0040]
图4为本发明一具体实施例的转矩回路图示意图；
[0041]
图5为本发明一具体实施例的高频量回路示意图；
[0042]
图6为本发明一具体实施例的电压矢量合成示意图；
[0043]
图7为本发明一具体实施例中低速下高频注入仿真波形，图7a为转速突变波形，图7b为转速误差波形，图7c为估算位置波形，图7d为位置误差波形；
[0044]
图8为本发明一具体实施例的低速下的扩展反电势仿真波形；
[0045]
图9为本发明一具体实施例的高速下基于扩展反电动势模型的仿真波形，图9a为高速下扩展反电动势波形，图9b为位置仿真波形，图9c为位置误差波形；
[0046]
图10为本发明一具体实施例的过渡区加权过渡估算转速仿真波形；
[0047]
图11为本发明一具体实施例的过渡区加权过渡位置仿真波形，图11a为位置信号波形，图11b为位置误差波形；
[0048]
图12为本发明一具体实施例的过渡区加权过渡位置误差局部放大波形；
[0049]
图13为本发明一具体实施例的基于二次扩展反电势模型下仿真波形，图13a为速
度曲线，图13b为实际位置曲线，图13c为估计位置曲线，图13d为位置误差曲线；
[0050]
图14为本发明一具体实施例的二次扩展方法下低速高频注入下反电势波形；
[0051]
图15为本发明一具体实施例中速度在0-500r/min下加权过渡的位置误差曲线；
[0052]
图16为本发明一具体实施例中速度0-500r/min下二次扩展反电势模型的位置误差曲线；
[0053]
图17为本发明一具体实施例中空载下转速曲线，图17a为传统dtc转速曲线，图17b为本发明二阶滑模dtc转速曲线；
[0054]
图18为本发明一具体实施例中空载稳态下转矩曲线，图18a为传统dtc转矩曲线，图18b为本发明的二阶滑模dtc转矩曲线；
[0055]
图19为本发明一具体实施例中速度在100r/min下5n
·
m负载转矩曲线，图19a为传统dtc转矩曲线，图19b为本发明二阶滑模dtc转矩曲线；
[0056]
图20为本发明一具体实施例中速度100r/min下5n
·
m负载时电流波形，图20a为传统dtc电流波形，图20b为本发明二阶滑模dtc电流波形；
[0057]
图21为本发明一具体实施例中速度100r/min下20n
·
m负载转矩曲线，图21a为传统dtc转矩曲线，图21b为本发明二阶滑模dtc转矩曲线；
[0058]
图22为本发明一具体实施例中速度100r/min下负载20n
·
m时电流波形，图22a为传统dtc电流波形，图22b为本发明二阶滑模dtc电流波形；
[0059]
图23为本发明一具体实施例中速度500r/min下5n
·
m负载转矩曲线，图23a为传统dtc转矩曲线，图23b为本发明二阶滑模dtc转矩曲线；
[0060]
图24为本发明一具体实施例中速度500r/min下负载5n
·
m电流波形，图24a为传统dtc电流波形，图24b为本发明二阶滑模dtc电流波形；
[0061]
图25为本发明一具体实施例中速度500r/min下20n
·
m负载转矩曲线，图25a为传统dtc转矩曲线，图25b为本发明二阶滑模dtc转矩曲线；
[0062]
图26为本发明一具体实施例中负载20n
·
m下电流波形，图26a为传统dtc电流波形，图26b为本发明二阶滑模dtc电流波形；
[0063]
图27为本发明一具体实施例中转矩突变下转速曲线，图27a为传统dtc转速曲线，图27b为本发明二阶滑模dtc转速曲线；
[0064]
图28为本发明一具体实施例中转矩突变下转矩曲线，图28a为传统dtc转矩突变曲线，图28b为本发明二阶滑模dtc转矩突变曲线。
具体实施方式
[0065]
以下描述用于揭露本发明以使本领域技术人员能够实现本发明。以下描述中的优选实施例只作为举例，本领域技术人员可以想到其他显而易见的变型。
[0066]
如图1所示，在一具体实施例中，一种永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统，包括速度位置估计单元、滑模观测单元和svpwm调制单元；
[0067]
如图2所示，所述速度位置估计单元包括扩展反电动势模块、二次扩展反电动势模块和锁相环模块。
[0068]
现有技术中的无速度传感器控制方法通常分为低速控制和高速控制两个部分，这是因为高速下一般通过基波激励产生的相关量进行转速的估计计算，但低速时由于所需信
号和噪声难以区分，故而难以应用；同样的低速下采用高频注入可以获得精确的位置估计，但是随速度的升高，高频注入法的估计误差会越来越大，所以不能应用于高速状态。所以全速域的无传感器控制方法一般采用的是低速应用高频注入法，而高速应用基于基波激励的各种方法进行估算，这意味着需要采用两种估算模型，并且需要进行切换，通常是以线性加权的方法进行两种算法的过渡。为此，在一具体实施例中，通过速度位置估算单元实现全速域的速度位置估计。
[0069]
所述扩展反电动势模块，用以检测电机当前转速是否大于等于设定转速阈值，若是，由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；若否，向扩展反电动势模型中注入高频信号，直至电机转速大于等于设定的转速阈值，并由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；
[0070]
电机在静止坐标轴系下的电压方程为：
[0071][0072]
r为定子电阻，ld、lq为定子绕组的d、q轴电感，i
α
、i
β
为定子电流的α、β轴分量，ωe为转速。
[0073]eα
、e
β
为扩展反电势的αβ轴系下的分量，为：
[0074][0075]
其中，id、iq为定子电流的d、q轴分量，θe为转子位置角，ψf为转子的永磁磁链，p为微分算子。
[0076]
得到在电机高速运行工况下的扩展反电势的幅值为：
[0077]eex
＝(l
d-lq)(ωei
d-piq)+ωeψf。
[0078]
高速下的扩展反电动大小表示为：
[0079][0080]
在一具体实施例中，当电机当前转速小于设定的转速阈值时，此时电机工作在低速工况，在低速工况时，向q轴注入高频激励，使得q轴电流变为含有高频量的值，以提高扩展反电势幅值。在电机运行在低速工况下，将高频电流添加到扩展反电动势模型中，得到扩展反电动势的幅值为：
[0081][0082]
其中，ωh是注入信号的频率，n表示谐波阶数，上标f表示基波分量，电机为双凸极结构，δl＝l
q-ld。
[0083]
所述二次扩展反电动势模块，用以根据扩展反电动势模块得到的扩展反电动势幅值，得到二次扩展反电动势，在一具体实施例中，用以将所述扩展反电动势进一步扩展为一个新的包含位置信息的二次扩展反电势模型，为：
[0084][0085]
其中，为二次扩展反电势的大小；
[0086]
电机驱动中的主要噪声源是逆变器非线性引起的电压畸变。由于e
ex
与转子转速近似成比例，因此在高速时，可观测性是明显的，而如果采用hf注入，也可以保证在低转速下的可观测性。
[0087]
在观察到二次扩展反电动势之后，采用归一化的方法来去除q
αqβ
的大小，而将有着位置信息的正余弦量保留提取出来，如下式所示：
[0088][0089]
所述锁相环模块，根据二次扩展反电动势得到转子的速度和位置；
[0090]
锁相环环节的传递函数：
[0091][0092]
其中，ωn决定了pi的带宽且
[0093]
所述滑模控制单元包括转矩滑模控制器和磁链滑模控制器，采用滑模控制器代替传统直接转矩控制中的滞环，磁链和转矩误差为输入，经过滑模控制器输出交直轴下的电压矢量。
[0094]
所述转矩滑模控制器，用以根据转子速度得到参考转矩和电机的转矩te得到参考电压的q轴分量；
[0095]
所述磁链滑模控制器，用以根据参考磁链和电机的磁链ψs得到参考电压矢量的d轴分量。
[0096]
进一步的，所述转矩滑模控制器为：
[0097][0098]
其中，s
te
为转矩环滑动变量，为
[0099]
进一步的，所述磁链滑模控制器为：
[0100][0101]
其中，为磁链环滑动变量，为
[0102]
所述svpwm调制单元包括扇区判断模块、矢量作用时间模块和开关管导通时间计
算模块。
[0103]
在一具体实施例中，提供了永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制方法，基于所述的永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统实现，包括如下步骤：
[0104]
s1、检测电机当前转速是否大于等于设定转速阈值，若是，由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；若否，向扩展反电动势模型中注入高频信号，直至电机转速大于等于设定的转速阈值，并由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；
[0105]
在电机高速运行工况下的扩展反电势的幅值为：
[0106]eex
＝(l
d-lq)(ωei
d-piq)+ωeψf[0107]
在电机低速运行工况下，得到扩展反电动势的幅值为：
[0108][0109]
s2、根据步骤s1得到的扩展反电动势幅值，得到二次扩展反电动势，经锁相环得到转子的速度和位置；
[0110]
在一具体实施例中，注入的高频信号为正弦电压，总高频电压由两部分组成：注入电压和流经转矩环节的滑模控制器产生的高频电压，q轴电流回路的佳话结构图如图4(4-7)所示，由于参考转矩由不包含hf分量的转速pi调节器产生，因此q轴转矩回路为图5(4-8)所示，其中仅考虑hf信号。
[0111]
由图5表示为传递函数为：
[0112][0113][0114]
其中，g
smc
(s)为转矩滑模控制器的传递函数，k＝1.5pnψf。
[0115]
当注入高频正弦电压时，由传递函数求得产生的高频电压和q轴上的感应高频电流，可以表示为：
[0116][0117][0118]
对高频电流求导可得：
[0119][0120]
将幅值定义为in，相位定义为λn，可见，高频量的注入在没有滤波器作用时，将改变高频电压的幅值和相位。
[0121]
高频激励下的电机电压方程为：
[0122][0123]
根据高频激励下的电机电压方程可以推导出q轴产生的相应的高频电流量，在注入高频正弦量时，高频电流可表示为：
[0124][0125][0126]
当电机达到高速转速工况，并在该工况下稳态运行时时，注入被移除，hf消失，高速下的二次扩展反电动势的大小为：
[0127][0128]
电机驱动中的主要噪声源是逆变器非线性引起的电压畸变。由于e
ex
与转子转速近似成比例，因此在高速时，可观测性是明显的，而如果采用hf注入，也可以保证在低转速下的可观测性。
[0129]
在观察到二次扩展反电动势之后，采用归一化的方法来去除q
αqβ
的大小，而将有着位置信息的正余弦量保留提取出来，如下式所示：
[0130][0131]
本实施例基于二次扩展反电动势的估计器可以进行全速范围的位置估计，低速时，在q轴上注入高频电压，可以q轴上感应高频电流，在当转子转速上升时，停止高频注入，以释放电压裕度，且通过观测器仍能进行位置估计。此外，该方法不需要在磁链和转矩的反馈环节和位置估计器中使用数字滤波器，这从本质上避免了滤波器带来的带宽减少和位置误差。
[0132]
s3、根据步骤s2获得的转子速度得到参考转矩参考转矩与电机实际的转矩te输入转矩滑模观测器中得到参考电压的q轴分量，将参考磁链和电机实际的磁链ψs输入磁链滑模观测器中得到参考电压矢量的d轴分量；
[0133]
本实施例中，电机实际的磁链和实际的转矩分别为：
[0134]
ψs＝∫(u
d-rid)dt；
[0135]
te＝1.5pnψfiq；
[0136]
磁链的滑模观测器中，希望磁链最终和期望值相等，故而将滑动变量设计为同理，将转矩环的观测器的滑动变量设计为且增益k
p
、ki满足稳定性要求。
[0137]
本实施例中，转矩滑模控制器为：
[0138][0139]
本实施例中，磁链滑模控制器可以为：
[0140][0141]
通过转矩滑模控制器得到参考电压的q轴分量通过磁链滑模控制器得到参考电压的d轴分量
[0142]
s4、根据参考电压的q轴分量、参考电压矢量的d轴分量通过svpwm得到调制信号。
[0143]
通过步骤s3确定参考电压矢量后，确定其所在的扇区，根据其所在扇区来决定应当使用的用于合成的电压矢量。定义三个变量x1、x2、x3，令：
[0144][0145]
当x1＞0,令a＝1；否则a＝0。
[0146]
当x2＞0,令b＝1；否则b＝0。
[0147]
当x3＞0,令c＝1；否则c＝0。
[0148]
根据a、b、c定义变量n＝a+2b+4c，变量n与扇区的对应关系如表1所示。
[0149]
表1扇区与变量n关系表
[0150][0151]
在一个周期内的目标矢量相当于是两个非零电压矢量各自作用相应的时间，确定了扇区也就确定了需要使用的是六个基本非零矢量的哪两个，而想要获得目标矢量，还需要确定各自的作用时间，如图6(3-6)所示。
[0152]
而零电压矢量的作用是用于补偿一个周期内的除去两个非零矢量作用时间后的剩余时间，参考电压矢量us以及各作用时间关系以在扇区ⅰ时为例，为：
[0153][0154]
将参考电压矢量在轴系αβ下分解，根据数学关系可以得到：
[0155]
[0156]
六个非零参考电压矢量的幅值是相等的，均为所以联立方程解得：
[0157][0158]
非零矢量的作用时间之和不应大于开关周期ts，若出现，则应当按比例重新分配作用时间。
[0159][0160]
定义变量ta、tb、tc分别为：
[0161][0162]
则按旋转方向将扇区的两个基本电压矢量作用时间依次定为t1、t2，可汇总为表2。
[0163]
表2电压矢量作用时间表
[0164][0165]
开关管的导通时间则可以通过上述求得的作用时间得到，设开关时刻依次为，有t
s1
、t
s2
、t
s3
：
[0166][0167]
各相开关管导通时间如表3所示。
[0168]
表3扇区调制三相导通时间
[0169][0170]
本实施例采用的二阶滑模控制相比于传统滞环调节，有着更好的控制精度，再加
以svpwm技术，相较于传统dtc系统有着更好的性能。此外，磁链和转矩滑模控制器的设计应用，使得可以得到参考电压矢量的dq轴分量，既解决了svpwm调制模块的输入电压矢量。
[0171]
通过仿真实验进一步验证本技术的直接转矩控制方法。在一具体实施例中，将低速、高速、加权过渡以及二次扩展反电势的方法进行仿真分析。
[0172]
1)低速下的高频注入位置估计方法验证：
[0173]
为充分展现高频注入方法的优缺点，单独使用高频注入方法进行位置估计，分别进行速度为20-50r/min和800r/min下的位置估计仿真。
[0174]
图7a为低速下转速变化的转速和位置估计波形，电机先从零速升高到20r/min，平稳后再将转速上升到50r/min，可以看出高频注入方法在低速下的位置估计跟踪效果良好，转速误差如图7b，位置信号及位置误差如图7c及图7d所示。其中由于转子位置估计存在一定的相位误差，而为了便于观测通常将位置信号与2π取余转化为三角波观测，因而当一者余数已经为零，另一取余后大约为幅值2π处，所以误差图中会出现值为2π的时间短暂的脉冲。
[0175]
2)高速下的基于扩展反电动势的位置估计方法：
[0176]
上述仿真已经表明高频注入方法低速时良好，但由于此方法在高速下的位置估计和系统运行的动态性能并不理想，且高频量的注入会增大逆变器的负担，损耗增加，系统整体的效率将会随之降低。注入的脉振高频电压分量会增加逆变器调制度，减小基波分量的有效调节范围，同时产生的高频电流响应会进一步增加逆变器的损耗，使得整个驱动系统效率降低，因此在速度升高后弃用高频注入的方法转而采用其他方法进行位置的检测，以来释放电压裕度，提高输出效率。为实现全速域的无感控制，本实施例中，在高速时采用基于扩展反电动势模型的位置检测方法。当设定转速为10r/min，虽在仿真中有速度和位置的估计值，但速度并不能跟踪给定值，且扩展反电势的幅值很低，位置估计效果并不理想，在实际中难以在低速下应用，此时扩展反电势波形如下，幅值仅约为0.6v，如图8所示。
[0177]
为验证pmfsm电机在高速下的位置估计以及系统的动态性能，对系统进行500r/min下的仿真，并在0.2s时使转速突变为800r/min。仿真结果如图9，对比电机的位置和位置误差，位置估计的误差整体平稳，表明转速变化过程较为平滑，能实现较为理想的转速和位置估计。可以看出在中高速时，根据扩展反电势的位置估计方法能够比较准确的估计转子位置和转速，跟踪效果良好。
[0178]
3)过渡区域的仿真分析：
[0179]
为能够平稳过渡高频注入和反电势观测方法，首先进行加权过渡的复合控制仿真。设定过渡区间为100r/min到200r/min，低于100r/min时采用高频注入方法，在过渡区时采取前文所述对两种方法的估计值加权平均的方法估算，高于200r/min后则为反电动势观测估算。为更好的观测过渡区，将转速设定为在0.02s时间内上升为100r/min，平稳运行到0.2s转速开始升高，经0.1s升至200r/min，保持200r/min至0.5s仿真结束,估算转速如图10所示，估算位置如图11所示。
[0180]
在过渡区时，可以看到过渡过程中转速波动略有升高，位置估计误差在过渡区脉冲相比于稳态时有所变宽，即位置的估计相比稳态时有所波动，其中当位置估计与实际误差重合时，若不存在相位的超前或滞后，则位置误差中相应周期内的幅值为2π的脉冲将为零。
[0181]
为便于观察转子位置误差，将转子位置取余前的信号与实际值作差比较，如图12所示。可以看到在转速上升的过程中位置误差变化并不明显，但在放大图中位置误差可以发现在过渡区误差呈现先增大后减小的过程，最大的误差幅值为0.2rad，约为11.5
°
，在转速达到过渡区上限后，转为扩展反电势估计方法，位置误差逐渐收敛趋于平稳。没有出现误差突增过大的情况，过渡比较平滑。
[0182]
4)二次扩展反电势估计方法仿真分析：
[0183]
在同样的仿真条件下，进行文章所述二次扩展反电势的位置估计方法的过渡区仿真，转速和位置误差如图13所示，并在1s时上升至800r/min，在过渡区内转速仍然比较平稳，位置跟踪效果良好。估计位置误差在仿真过程中没有较大的突变，能比较平稳的过渡低速和中高速阶段，在达到200r/min后，取消注入位置估计与扩展反电势的方法类似，位置误差趋于稳定。
[0184]
区别于原有扩展反电势低速下反电势过低而无法观测的特点，二次扩展反电势的估计方法在低速下引入高频注入，使得低速的反电势得以观测，其幅值随时间变化，注入40v高频电压时产生如图14所示的有着包络线的反电势波形，和图8相比，反电势波形变化更为规律且明显，通过将扩展反电势进行平方运算扩大观测值，再进行归一化处理可得幅值为1的进而通过锁相环来获取转子位置信息。
[0185]
为更好的进行加权过渡方法与二次扩展反电势方法的对比，分别进行同条件下的两种方法仿真，为避免速度突变可能引起的误差，设定速度为从0r/min在1s内以固定斜率升高到500r/min，此过程包括了低速阶段、过渡区以及中高速阶段，为了更直观的观察位置误差变化大小，对位置误差曲线进行放大局部观察，位置误差如图15所示，二次扩展反电势的位置估计方法由于在低速注入过程中取消了低通滤波和带通滤波等滤波器，相比于脉振注入少了滤波器带来的相位延迟，误差相应有所减小，如图16所示，且由于在低速和高速时应用的均为同一模型，相比于加权过渡，过渡更为平稳。
[0186]
在一具体实施例中，对比传统的直接转矩控制(dtc)系统和本技术的直接转矩控制系统，分别进行不同负载下、不同转速下以及转速突变和转矩突变下的仿真对比，传统dtc内环采用滞环控制器，转矩滞环环宽设为0.1，磁链滞环环宽设为0.002；本发明的dtc系统内环采用二阶滑模控制，控制器中除开关函数以及对输入值的绝对值开平方环节，还包含比例积分环节，其中将k
p
设定为1，ki设定为100。
[0187]
1)空载启动仿真实验：
[0188]
空载启动波形如图17所示，以转速400r/min启动，并在平稳运行至0.2s时将转速突变为800r/min。可以看出，空载情况下转速在启动和转速突变时都是先快速升高并有一个超调过程，但能很快响应并达到期望转速。其中传统方法中启动过程中转速超调达到497.4r/min，在0.04s时基本稳定，转速突变时超调达到897.65r/min，并在0.24s达到稳定的800r/min。由于为更好对比，本发明滑模控制下dtc的与传统dtc控制采用相同的转速环pi参数，两者整体趋势基本相同，相比之下滑模控制的启动超调为494.2r/min，在0.0375s达到稳定，转速突变时超调达到891.93r/min，并在0.23s达到稳定。相同的转速pi参数下，以滑模控制器代替滞环的系统相对于传统dtc空载下性能略有改善。
[0189]
电机空载下稳定状态时的转矩波形如图18所示，可以看出传统dtc控制方法中的转矩相比于滑模控制中的转矩波形波动更大，在曲线图中体现为曲线粗细的不同。传统dtc
转矩在-0.54n
·
m～+0.51n
·
m波动，二阶滑模dtc转矩在
±
0.18n
·
m波动。从图17、18可以明显看出，空载启动下滑模dtc有着相对较好的动态和静态性能。
[0190]
(2)低速下不同负载转矩对比仿真
[0191]
设定电机转速为100r/min，电机带载运行，分别进行5n
·
m和20n
·
m两种情况下的转矩对比，如图19所示为负载5n
·
m稳态下下转矩对比，传统方法下的转矩在5n
·
m上下波动0.5n
·
m左右，滑模控制下转矩为4.69n
·
m-5.28n
·
m左右，相比传统dtc方法转矩波动减小了近40％。
[0192]
此时电流波形如图20所示，由于电机极对数较高，电流波形频率较高，为更好观测比较电流波形，仅截取稳定时的部分时间内的电流波形，可以看到两种方法的电流波形正弦度均较为良好，但传统dtc下电流波动更为明显。由于传统dtc内环采用滞环控制，电流的波动随环宽的不同而不同，环宽越大电流波动越大，环宽越小电流波动也小，但器件开关频率会越高。
[0193]
图21为在负载20n
·
m下的转矩对比图，可以看出在20n
·
m下滑模控制仍然有着较小的转矩脉动，其中传统dtc的转矩在19.4n
·
m～20.5n
·
m之间波动，滑模控制dtc转矩波动大小在0.2n
·
m左右。与图19相比，不同负载下，传统dtc转矩波动受环宽限制，波动幅值为
±
0.5n
·
m左右，二阶滑模dtc转矩波动幅值为
±
0.2n
·
m。
[0194]
电流波形如图22所示，两种方法相同负载下的电流波形幅值相同，传统方法的电流波动仍然存在，由于整体幅值相比5n
·
m时有所增加，波动相比于幅值没有5n
·
m时明显，但与20n
·
m下的滑模控制电流波形相比较仍能看出有着相对明显的波动，与转矩的对比相同。电流波形如图22所示，两种方法下传统dtc电流波动幅值明显大于二阶滑模dtc。与图20相比，不同负载下，传统dtc电流波动幅值也受环宽限制，变化仍较大；二阶滑模dtc电流波动幅值相对平稳。
[0195]
3)高速下不同负载转矩对比仿真：
[0196]
在500r/min下进行带载5n
·
m和20n
·
m两种情况下的稳态转矩对比。仿真结果如图23所示，其中传统直接转矩控制下转矩在4.4n
·
m与5.5n
·
m之间波动，而滑模控制下转矩在4.7n
·
m与5.27n
·
m之间波动，转矩的波动范围明显减小，减小幅度近50％。
[0197]
500r/min下的电流波形如图24所示，可以看到电流波形相比于100r/min下频率相应升高，幅值不变，两种方法中传统dtc电流波形相比于滑模控制波动更为明显，侧面证明转矩波动效果有所改善。
[0198]
当负载设定为20n
·
m时稳态转矩对比如图25所示，传统dtc下转矩在19.39n
·
m与20.51n
·
m之间波动，而滑模控制下转矩上下波动约为0.3n
·
m，在20n
·
m负载下滑模控制的转矩波动相比于传统dtc减小了约50％。
[0199]
电流波形如图26所示，相比于100r/min下电流波形频率相应升高，同负载比较电流波形幅值基本相等，滑模控制下的电流波形更为平稳。
[0200]
(4)转矩突变仿真
[0201]
为更好对比转矩脉动大小以及控制系统的动态性能，将两种控制下的波形设为同等坐标大小，从前文空载下的稳态转矩波形可以明显看出，滑模控制下的转矩的波动更小，说明滑模控制的确能够降低dtc控制的转矩脉动。
[0202]
在给定转速400r/min情况下带载启动且负载突变，设定负载在0.2s时从5n
·
m突
变到20n
·
m，转速波形如图27所示，当负载突加时，转速在突变时刻先有所降低，随后恢复至给定转速。传统dtc在带载启动时转速超调达到483.6r/min，约在0.05s达到稳定，转矩突变过程中转速降低最小到327.52r/min，并在0.24s恢复至给定转速。滑模控制下dtc在带载启动时超调达到480.9r/min，小于传统dtc，并在0.04s达到稳定，转矩突变过程中转速最低降至328.84r/min，并在0.235s恢复至给定转速。相同的转速pi下，滑模控制dtc的负载突变过程中动态性能相比传统dtc略有改善。
[0203]
可以看出电机在带载启动时，转速仍有良好的响应速度，在负载转矩突变的情况下能很快恢复稳定。转矩突变过程中转矩波形对比如图28所示，滑模控制下转矩的响应速度略有提高，动态性能良好，且始终保持着相对较低的转矩波动。
[0204]
可以看出负载突变的情况下，系统的动态性能良好，且整体仿真过程中转矩脉动有着明显降低。此外，滑模控制器和svpwm的引入在降低转矩脉动的同时，也使得低速下的无感控制有了实现的可能。
[0205]
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明的范围内。本发明要求的保护范围由所附的权利要求书及其等同物界定。

技术特征：

1.永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统，其特征在于，包括速度位置估计单元和滑模控制单元；所述速度位置估计单元包括：扩展反电动势模块，用以检测电机当前转速是否大于等于设定转速阈值，若是，由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；若否，向扩展反电动势模型中注入高频信号，直至电机转速大于等于设定的转速阈值，并由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；二次扩展反电动势模块，用以根据扩展反电动势模块得到的扩展反电动势幅值，得到二次扩展反电动势；锁相环模块，用以根据二次扩展反电动势得到转子的速度和位置；所述滑模控制单元包括：转矩滑模控制器，用以根据转子速度得到参考转矩和电机的转矩t
e
得到参考电压的q轴分量；磁链滑模控制器，用以根据参考磁链和电机的磁链ψ
s
得到参考电压矢量的d轴分量。2.根据权利要求1所述永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统，其特征在于，所述转矩滑模控制器为：其中，s
te
为转矩环滑动变量，为3.根据权利要求1所述永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统，其特征在于，所述磁链滑模控制器为：其中，为磁链环滑动变量，为4.永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制方法，其特征在于，基于权利要求1-3任一一项权利要求所述的永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统实现，包括如下步骤：s1、检测电机当前转速是否大于等于设定转速阈值，若是，由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；若否，向扩展反电动势模型中注入高频信号，直至电机转速大于等于设定的转速阈值，并由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；s2、根据步骤s1得到的扩展反电动势幅值，得到二次扩展反电动势，经锁相环得到转子的速度和位置；s3、根据步骤s2获得的转子速度得到参考转矩参考转矩与电机的转矩t
e
输入转矩滑模控制器中得到参考电压的q轴分量，将参考磁链和电机的磁链ψ
s
输入磁链滑模控制器中得到参考电压矢量的d轴分量；
s4、所述参考电压的q轴分量、参考电压矢量的d轴分量经svpwm调制得到调制信号。5.根据权利要求4所述永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制方法，其特征在于，向扩展反电动势模型中注入高频信号后，得到的扩展反电动势的幅值为：其中，ω
h
是注入信号的频率，n表示谐波阶数，上标f表示基波分量，δl＝l
q-l
d
。6.根据权利要求5所述永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制方法，其特征在于，二次扩展反电动q
α
和q
β
为：其中，为二次扩展反电势的大小。7.根据权利要求6所述永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制方法，其特征在于，二次扩展反电动势采用归一化方法提取包含位置信息的正余弦量，得到：

技术总结

永磁开关磁链电机无位置传感器直接转矩控制系统及控制方法，涉及永磁开关磁链电机的直接转矩控制技术领域。本发明的扩展反电动势模块检测电机当前转速是否大于等于设定转速阈值，若是，由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；若否，向扩展反电动势模型中注入高频信号，直至电机转速大于等于设定的转速阈值，并由扩展反电动势模型得到扩展反电动势的幅值；二次扩展反电动势模块根据扩展反电动势模块得到的扩展反电动势幅值，得到二次扩展反电动势；通过转矩滑模控制器得到参考电压的q轴分量，通过磁链滑模控制器得到参考电压的d轴分量。本发明有效抑制转矩脉动，实现全速通用的位置估计，提高了估计精度。提高了估计精度。提高了估计精度。